Antena multibanda para 80, 40, 20 y 10 metros, tipo EFHW.

La necesidad de implementar una antena de fácil instalación (aspecto crítico a considerar en zona urbana, con un patio no lo suficientemente grande como para una antena «bigote de gato» capaz de operar en 10/20/40 y 80 metros, y también habiendo desechado la idea de comprar alguna de las costosas e ineficientes antenas comerciales para espacios reducidos) decidí probar una antena de media onda alimentada en un extremo, tal como lo hice hace un par de años atrás con la antena EFHW para 40, 20 y 10 metros QRP, acomodando el trazado del hilo a la forma del patio. Si bien no espero que sea muy eficiente, debido al uso de un transformador adaptador de impedancias con muy elevada relación de transformación sobre ferrita de considerables pérdidas en HF (aunque he leído versiones optimistas que hablan de un 85% de eficiencia o más en las bandas entre los 80 y 10 metros), al menos es una opción que permite salir en HF a costo razonable y con resultados aceptables. No me preocupa demasiado la eficiencia, pero si me interesa que tolere los 100Wpep de mi transceptor multibanda y que la R.O.E. se mantenga a niveles razonables.

Antes de continuar, un poco de teoría de funcionamiento de la antena de media onda alimentada en un extremo (o End Fed Half Wave EFHW). Si ya leíste el artículo de mi antena QRP 40/20/10 metros, te sugiero saltes esta parte de la publicación de modo de ir directamente a la implementación de esta nueva versión.

Un poco de teoría… ¿En qué consiste la antena EFHW (Antena Multibanda de Media Onda Alimentada en un Extremo)?

Es un dipolo de media onda, pero en vez de conectarse la línea de bajada en el centro, se conecta en un extremo (ver Fig. 2). La gran gracia de esta antena es que podemos utilizar el mismo hilo radiante para varias bandas de frecuencias armónicas, puesto que un hilo conductor de media onda a la frecuencia F, resonará en onda completa completa a 2*F, y en 3/2 de onda a 3*F, y así sucesivamente, siendo el punto de alimentación (en un extremo) de impedancia muy elevada en todas estas frecuencias. Por ello, podemos construir antenas multibanda utilizando un único hilo radiante, lo que hace más fácil su instalación. Además, tiene menor impacto estético en zonas urbanas que la clásica «bigote de gato» o los dipolos rígidos multibanda, y lo simple de su instalación la hace ideal como antena portable (por ejemplo, para ocupar en salidas a acampar).

Al alimentarse en un extremo, como se mencionó anteriormente, la impedancia en el punto de alimentación es altísima (de 2000 a 3000 Ohmios, dependiendo del entorno y características del hilo radiante), y por lo mismo requiere un adaptador de impedancias si se quiere conectar a la línea de 50 Ohmios. Típicamente, se usa un transformador de banda ancha con núcleo de ferrita toroidal o binocular, como veremos más adelante.

Figura 2: comparación entre dipolo de media onda alimentado en el centro, y dipolo alimentado en un extremo. En amarillo, forma aproximada de distribución de la corriente. Notar que es máxima en el centro, lo que explica el hecho que también la impedancia es mínima; mientras que el el extremo la corriente es mínima (y máximo el voltaje), definiendo una alta impedancia.

Si se tiene una alta impedancia en el punto de alimentación, observaremos que la tensión de RF durante TX se eleva a varios kV si utilizamos potencia considerable, lo que hace críticas las características constructivas del módulo adaptador de impedancia. Por otro lado, habitualmente se ocupa el recubrimiento exterior (malla) del cable coaxial de bajada de antena como contrapeso (o contra-antena), lo que hace que este se comporte como parte del sistema radiante y por lo mismo se generan corrientes en modo común que eventualmente pueden afectar el rendimiento de la antena y la captación de ruido. Estas corrientes de modo común se pueden reducir drásticamente mediante el uso de un filtro de modo común (o balún de corriente, o choque de RF), el que debe ser instalado previo al ingreso de la línea coaxial al cuarto de radio. Así evitaremos meter RF en nuestros equipos cuando estemos en TX, y a la vez reduciremos la captación de ruido por parte de la línea coaxial en RX.

Teóricamente, la razón de transformación de impedancias que proporciona mejores resultados es 64:1, donde en el lado de baja impedancia tenemos la línea de 50 Ohmios y en el lado de alta se coloca el hilo radiante de longitud eléctrica equivalente a media longitud de onda de la señal radiada (o recibida) o sus múltiplos. Con esta razón de transformación tenemos mayor independencia de la R.O.E. (SWR) respecto del largo de la contra-antena (o contrapeso de la antena), siempre y cuando este sea superior al 10% de la longitud de onda de la frecuencia operación (ver sitio de AA5TB). Por lo mismo, si se trata de antenas multibanda, podemos escoger una longitud de contra-antena entre el 10% y 50% de la correspondiente a la frecuencia más baja de operación (en nuestro caso, banda de 80 metros).

En este artículo ocuparemos la relación de transformación 49:1, puesto que según varios autores presenta mejor desempeño (menor R.O.E. y eficiencia). Probablemente, la explicación esté en que, en la práctica, la impedancia del hilo radiante de media onda no es tan elevada (debido a que el hilo no es infinitamente delgado y usualmente se encuentra a baja altura respecto del piso) y con adaptadores de impedancia con relación de transformación menores esperaremos menores pérdidas. Esto último puesto que tendremos menor reactancia parásita serie por flujos magnéticos de fuga.

Construyamos nuestra antena EFHW para 80/40/20 y 10 metros. Aspectos generales.

El diseño para las bandas de 80, 40, 20 y 10 metros es el mostrado en la Fig. 3:

Figura 3: esquema eléctrico de una antena EFHW de 4 bandas. N = 2 y M = 14, sobre 2 núcleos toroidales de ferrita FT240-43 apilados. El capacitor está conformado por 4 capacitores mica-plata de 430 pF 1 kV conectados en serie.

En 80 metros, el hilo se comporta como un brazo de media longitud de onda, recortado gracias a la presencia del inductor L, en nuestro caso de 110 uH. De este modo, logramos acortar el largo total de la antena, o sea D1 + D2 es menor que media longitud de onda en 80 metros, lo que a su vez reduce el ancho de banda y rendimiento en 80 metros, pero hace posible su instalación en espacios reducidos. Esta técnica es utilizada por Steve Nichols G0KYA (http://g0kya.blogspot.com/).

Para las bandas de 40, 20 y 10 metros, el inductor L se comporta como un choque de RF, es decir, como una impedancia tan elevada que prácticamente no permite el paso de corriente de RF hacia el tramo final de la antena (D2). De este modo, para 40, 20 y 10 metros el largo total de la antena es D1, donde en el caso de 40 metros corresponde a media longitud de onda, mientras que en 20 metros a una longitud de onda completa,  y para 10 metros es una longitud de onda y media. Como vimos anteriormente, en todas estas bandas la impedancia en el punto de alimentación (extremo del conductor) es muy elevada, considerando que se utiliza como contra-antena una conexión a tierra y/o la malla exterior del cable coaxial (la que recordemos debe tener una longitud igual o mayor al 10% o 20% de la longitud de onda más larga a la cual operará la antena).

El Adaptador de Impedancias 49:1

El adaptador de impedancias consiste en un transformador de tipo toroidal, con relación de vueltas entre primario y secundario de 2:14. Se utilizan 2 toroides FT-240-43 (de Fair-Rite, http://toroids.info/FT240-43.php) apilados, pegados entre sí por pegamento extra fuerte (la gotita, como se conoce en Chile), reforzado por tiras plásticas. Los devanados se hacen de alambre de cobre esmaltado 14 AWG, estando el primario (de 2 vueltas) trenzado sobre el secundario. Por otro lado, el secundario cruza al otro lado del toroide en la vuelta número 8, para completar luego las 14 vueltas. Lo ideal es que el espacio entre el alambre conductor y núcleo toroidal sea lo más pequeño posible, para así reducir flujos magnéticos de fuga, lo que no es tarea fácil por el grosor del alambre. No se debe utilizar alambres muy delgados, ya que por efecto pelicular en alta frecuencia incrementan demasiado su resistencia y, por ende, las pérdidas. Tampoco se debe cubrir el núcleo toroidal con cinta aislante si se quiere ocupar la antena con potencias importantes (unos 50 W o más), puesto que necesitamos que el núcleo sea capaz de disipar la potencia perdida en forma de calor. Es crítico que no sobrepase la temperatura de Curie (unos 130°C para el material tipo 43) pues, de suceder aquello, el material ferromagnético cambia sus propiedades magnéticas en forma permanente.

Para el capacitor de 100 pF, utilicé 4 condensadores mica-plata (ideales para altas frecuencias) de 430 pF conectados en serie, cada uno capaz de soportar una tensión de 1 kV. El montaje lo hice en una caja plástica estanca, de estas para derivaciones eléctricas sobrepuestas. En Chile, recomiendo las cajas marca SAIME serie 2000 (este modelo es el producto SAIME 2011, IP 55). Las utilizo a menudo en mis proyectos.

En las figuras siguientes podemos ver detalles constructivos:

Figura N: vista general del adaptador de impedancias 49:1, implementado con 2 núcleos toroidales FT-240-43.
Figura N+1: detalle de los devanados del transformador.

Ahora vienen las pruebas del adaptador de impedancias (medición de R.O.E. ante carga resistiva pura de 2450 Ohmios y medición de eficiencia), la construcción de la bobina de carga de 110 uH e instalación del hilo radiante para pruebas reales. Habrá que esperar un poco para ello.

En la medida que vaya avanzando con este proyecto, iré actualizando el texto de esta publicación.

Un adaptador de impedancias de mayor eficiencia…

Un radioaficionado llamado Steve Ellington N4LQ promueve el uso de estas antenas en su canal de Youtube, y ha descrito un transformador que utiliza 3 núcleos toroidales tipo FT-240-52. Dice que es más eficiente y tolera niveles altos de potencia (300W pep o más). Si bien aborda de buena forma la parte práctica, no he visto información técnica sólida donde hable respecto de la eficiencia de este tipo de antenas, y como salen un poco caros los toroides FT-240-52 (unos USD 100 los 3 toroides puestos en Chile), no tengo intención de adquirirlos para evaluar este diseño. Ahora bien, si alguien me los regala, por el gusto de la experimentación, lo construiría.

Muchos saludos desde el Maule, Chile.

Emerson

Receptor muy simple para radiodifusión en Amplitud Modulada (AM)

(Very simple and fun AM radio receiver)

Este receptor de radio AM en Onda Media para mí es muy especial. Lo construí cuando era profesor auxiliar de electrónica en mi querida Universidad de Chile, por el año 2008, donde enseñaba fundamentos de electrónica analógica. Era la época en que hacía la cátedra el respetado profesor don Nicolás Beltrán Maturana, quien tenía especial dedicación por hacer buena enseñanza de ingeniería en Chile. Recuerdo lo mucho que valoraba el emprendimiento tecnológico, quizás con la esperanza que algún día los latinoamericanos aprenderemos que es necesario basar nuestra economía en I+D y no en la sobre-explotación de recursos naturales. Con esta publicación rindo homenaje a su persona.

Volviendo a la electrónica… en la Fig. 1 podemos ver el esquemático completo de nuestro receptor AM rústico. A continuación, se menciona cada una de las etapas que lo componen.

Fig. 1 Circuito completo del Receptor AM.

Amplificador de Radiofrecuencia (RF) Sintonizado: se encarga de incrementar la tensión de la señal portadora RF  en forma selectiva, por lo cual posee un circuito resonante LC paralelo (conformado por el inductor L1 y el capacitor variable C1) que define la frecuencia a la cual el amplificador de RF posee máxima ganancia. Variando C1 podemos sintonizar la frecuencia de la radioemisora que deseamos escuchar. L1 tiene una derivación intermedia desde donde enviamos la tensión RF hacia el transistor amplificador, gracias a lo cual tenemos un factor de calidad elevado en el circuito resonante, mejorando su selectividad.

Detector de Envolvente: es una red conformada por diodos, cuya misión es rectificar en media onda, y un filtro pasa bajos de tipo RC. Su función es demodular la portadora AM, de modo que a la salida obtenemos el audio que contiene la señal proveniente del amplificador sintonizado.

Amplificador de Audio: se compone de 3 etapas: amplificadores de voltaje tipo emisor-común (Amp. Audio 1 y Amp. Audio 2, según se muestra en Fig. 1) y amplificador de corriente en contrafase o push-pull (Amp. Audio 3), colector-común. Las dos primeras etapas poseen alta impedancia de salida, lo que reduce la ganancia en corriente y hace necesaria la implementación de una etapa con alta impedancia de entrada y baja impedancia de salida, como el amplificador push-pull. Está diseñado para operar con un parlante que soporte por lo menos 1 vatio y cuya resistencia interna esté entre 4 y 8 ohmios.

Fig. 2 Vista general de este simple receptor AM.

Si quieres construir este receptor AM de Onda Media, te recomiendo hacerlo sobre una lámina de melamina blanca donde previamente tengas dibujado el esquemático a una escala adecuada como para disponer el hardware sobre dicho esquemático. En un principio lo pensé de esa forma, pero por tiempo me limité a sólo señalar las etapas y no las componentes. Lo ideal es marcar ambos.

El formato de construcción y parte del circuito los obtuve de una vieja revista de radioafición colombiana… me parece que se llama (o llamaba) Cekit. En Fig. 2 tenemos una vista general de este aparato.

Saludos desde Chile,

Emerson
CD3EMT

Inversor trifásico con DSP TMS320F28335, IGBTs IRG4PC30UD y driver IR2104. Trabajo en contexto académico.

(Three phase power inverter, with TMS320F28335 and IGBTs – academic work)

En el contexto de un curso de magíster,  con mi compañero Waldo Monsálvez implementamos un inversor trifásico para energizar una máquina de inducción. Waldo se encargó del trabajo con Matlab y su conexión al F28335, y yo de diseñar y construir todo el hardware. La idea era implementar un control Voltaje/Frecuencia en base a un VSI (inversor fuente de voltaje), con lazo de control para el voltaje. Y lo logramos. En el siguiente video podemos ver este setup en acción.

Es importante mencionar que lo hicimos con lo que teníamos a mano… y no me quedaban disipadores térmicos para los IGBTs ni LDO’s; pero afortunadamente nuestro requerimiento de corriente en la carga es bajo (la máquina de inducción está en vacío), así que no tenemos problemas de calentamiento. Espero conseguir una placa de aluminio y aisladores para tener el setup al 100%.

¿Por qué relación voltaje/frecuencia constante en nuestro motor de inducción?

En máquina de inducción es necesario reducir la tensión de alimentación (respecto de la nominal) cuando la frecuencia de la corriente alterna aplicada es inferior a la nominal, puesto que de no hacerse así, es posible que se sature el hierro del motor, incrementando la corriente de magnetización de la máquina. Por ello, cuanto más baja sea la frecuencia de la corriente AC, menor debe ser la tensión aplicada al motor.

¿Cómo funciona nuestro inversor?

Se trata de un inversor trifásico fuente de voltaje (VSI), implementado de acuerdo al diagrama mostrado en la Fig. 1. Podemos ver el esquema de control, donde se ingresa – desde un PC externo – como referencia la frecuencia de la corriente alterna trifásica que se aplicará a la máquina. Internamente, se define el voltaje fase – fase referencia con un valor proporcional a la frecuencia ingresada (en nuestro caso, esta razón voltaje/frecuencia = 1, donde el voltaje se expresa en [V] y la frecuencia en [Hz]). A través de un operador PI (proporcional – integral) se construye un lazo de control para el voltaje.

Fig. 1 Inversor fuente de voltaje (VSI), control voltaje – frecuencia con lazo abierto de velocidad y control PI de voltaje. Créditos de esta figura a Waldo.

La implementación se hace de acuerdo al diagrama de bloques de la Fig. 2.

Fig. 2 Diagrama de bloques con el hardware del VSI implementado. En gris, bloques para construir a futuro.

Consta de las siguientes componentes, totalmente funcionales:

    • Tarjeta de desarrollo para DSP de Texas Instruments TMS320F28335. A través de interfaz USB, mantiene comunicación con un computador externo.
    • Puente inversor trifásico en base a IGBT IRG4PC30UD, dos por cada fase (x6).
    • Circuito driver basado en IR2104, uno por cada fase (x3).
    • Circuito acondicionador de señal, que recibe hasta 80[Vpp] conmutados a 10[kHz], y entrega a su salida una señal alterna con valor medio 1.5[Vdc] y amplitud máxima 3[Vpp]. Se basa en amplificadores operacionales TL074, cuenta con filtro pasa bajos de 1 polo a 500[Hz] y aislación galvánica a través de transformadores.

En la Fig. 2 se considera además otras unidades funcionales, las que se proponen como trabajo futuro. Estas son:

    • Circuito conversor Digital – Análogo (DAC) con comunicación SPI para visualización de señales internas del DSP en osciloscopio, basado en MCP4822.
    • Encoder óptico que entrega 2 pulsos por giro de la máquina de inducción, para medición de velocidad angular a través de señales de interrupción en DSP. Se propone utilizar el módulo KY-033 para Arduino, en forma similar a como se hizo en Taller 2.

En Fig. 3 podemos ver la electrónica.

Fig. 3 Electrónica de nuestro setup, montada sobre un trozo de melamina (construcción clásica que uso desde mi época de pregrado).

A continuación una breve descripción de cada parte del hardware.

El DSP de control…

Utilizamos la plataforma de desarrollo de Texas Instruments, basada en el DSP TMS320F28335, modelo TMDSDOCK28335 (para más info, ver este link en la web de Texas Instruments).

Fig. 4 Tarjeta de desarrollo TMDSDOCK28335 de Texas Instruments.

Respecto del DSP, los pines utilizados son los siguientes:

Función Pin tarjeta DSP
PWM Fase A 00
PWM Fase B 02
PWM Fase C 04
Voltaje A-B A0
Voltaje B-C A1

Tabla 1. Pines de conexión del DSP hacia etapa de potencia y medición de voltajes.

La  programación se hizo con el software Code Composer Studio de Texas Instruments y Matlab, a través del cual se refrescaban parámetros que facilitaron la sintonía del control PI. Además, por esta vía se ingresaba la frecuencia de referencia.  Si deseas más detalles en la forma que programamos el DSP, no dudes en escribir.

Etapa de potencia y drivers…

La etapa de potencia se basa en los IGBT´s IRG4PC30UD, y como driver para estos dispositivos ocupamos los IR2104 (uno por cada fase del inversor, dado que entrega salidas complementarias y galvánicamente aisladas, que consideran tiempos de retardo para evitar cross-conduction).

En la Fig. 5 se muestra esquemático con etapa de potencia y drivers, las que en el montaje se han dispuesto en forma separada. Esto es posible puesto que la frecuencia de conmutación PWM es bastante baja (s´olo 10kHz) por lo que no hay inconvenientes con inductancias y capacitancias par´asitas del circuito.
De acuerdo a indicaciones del fabricante de los IR2104, la tensión DC máxima del bus de potencia es +600 Vdc. En nuestro caso, por seguridad y dado que se adapta a las tolerancias de tensión de nuestro circuito de acondicionamiento de señal y entrada del ADC, trabajaremos sólo con +40Vdc.

Fig. 5 Drivers y etapa de potencia.

Y el acondicionador de señales para los ADC (muestra de voltajes fase-fase)…

En la Fig. 6 se muestra el circuito de acondicionamiento de señal, que permite adaptar la tensión alterna y conmutada de los voltajes fase – fase vab y vbc, con valor medio 0, a la entrada de conversores análogo – digital del DSP, cuyo rango de operación es 0 a 3 V. Para ello, el circuito de la Fig. 3 realiza las siguientes operaciones:

    • A través de transformadores cuya relación de transformación es 220/12 Vac, se obtiene aislación galvánica entre la tensión trifásica de salida y la etapa de medición, se reduce la tensión por un factor 1/18; y también se filtra parcialmente la componente de alta frecuencia de salida (10kHz y armónicas de esta frecuencia).
    • Se reduce la tensión en 1/3, a través de un divisor de tensión resistivo.
    • A través de amplificadores operacionales y una red RC, cuyo polo se ubica a una frecuencia de 1kHz, se filtra la componente de alta frecuencia (10kHz y sus armónicas). La salida del circuito acondicionador de señal es de baja impedancia.
    • El circuito con amplificadores operacionales también suma la tensión de 1.61Vdc (medido, idealmente 1.5Vdc) a la tensión alterna de salida, permitiendo que semiciclos positivos y negativos estén dentro del rango de tolerancia del ADC. El valor medio utilizado fue 1.61V – medido en el divisor de tensión formado por R7 y R8 – (este valor se usa para calibrar el software).
    • Finalmente, un diodo Zener 1N4728 elimina sobretensiones que pudieran dañar las entradas analógicas del DSP.
Fig. 6 Circuito acondicionador de señal. Recibe voltajes Fase-Fase 80Vpp, y a la salida 0 a 3V, con 1.61V valor medio. Filtra componentes de alta frecuencia PWM (10 kHz y armónicas).

Y para cerrar este artículo de mi blog, una vista general del setup. Hay mucho más trabajo del que se ve a simple vista – especialmente en el lazo de realimentación de voltaje -, pero espero que con este artículo se les haga más fácil a quienes necesiten implementarlo  a futuro.

Fig. 7 Setup implementado con nuestro inversor trifásico.

Mis agradecimientos a Duberney Murillo (LARI) por sus valiosos consejos y por facilitarnos un espacio de trabajo.

Saludos y buena semana,

Emerson