Antena multibanda para 80, 40, 20 y 10 metros, tipo EFHW.

La necesidad de implementar una antena de fácil instalación (aspecto crítico a considerar en zona urbana, con un patio no lo suficientemente grande como para una antena «bigote de gato» capaz de operar en 10/20/40 y 80 metros, y también habiendo desechado la idea de comprar alguna de las costosas e ineficientes antenas comerciales para espacios reducidos) decidí probar una antena de media onda alimentada en un extremo, tal como lo hice hace un par de años atrás con la antena EFHW para 40, 20 y 10 metros QRP, acomodando el trazado del hilo a la forma del patio. Si bien no espero que sea muy eficiente, debido al uso de un transformador adaptador de impedancias con muy elevada relación de transformación sobre ferrita de considerables pérdidas en HF (aunque he leído versiones optimistas que hablan de un 85% de eficiencia o más en las bandas entre los 80 y 10 metros), al menos es una opción que permite salir en HF a costo razonable y con resultados aceptables. No me preocupa demasiado la eficiencia, pero si me interesa que tolere los 100Wpep de mi transceptor multibanda y que la R.O.E. se mantenga a niveles razonables.

Antes de continuar, un poco de teoría de funcionamiento de la antena de media onda alimentada en un extremo (o End Fed Half Wave EFHW). Si ya leíste el artículo de mi antena QRP 40/20/10 metros, te sugiero saltes esta parte de la publicación de modo de ir directamente a la implementación de esta nueva versión.

Un poco de teoría… ¿En qué consiste la antena EFHW (Antena Multibanda de Media Onda Alimentada en un Extremo)?

Es un dipolo de media onda, pero en vez de conectarse la línea de bajada en el centro, se conecta en un extremo (ver Fig. 2). La gran gracia de esta antena es que podemos utilizar el mismo hilo radiante para varias bandas de frecuencias armónicas, puesto que un hilo conductor de media onda a la frecuencia F, resonará en onda completa completa a 2*F, y en 3/2 de onda a 3*F, y así sucesivamente, siendo el punto de alimentación (en un extremo) de impedancia muy elevada en todas estas frecuencias. Por ello, podemos construir antenas multibanda utilizando un único hilo radiante, lo que hace más fácil su instalación. Además, tiene menor impacto estético en zonas urbanas que la clásica «bigote de gato» o los dipolos rígidos multibanda, y lo simple de su instalación la hace ideal como antena portable (por ejemplo, para ocupar en salidas a acampar).

Al alimentarse en un extremo, como se mencionó anteriormente, la impedancia en el punto de alimentación es altísima (de 2000 a 3000 Ohmios, dependiendo del entorno y características del hilo radiante), y por lo mismo requiere un adaptador de impedancias si se quiere conectar a la línea de 50 Ohmios. Típicamente, se usa un transformador de banda ancha con núcleo de ferrita toroidal o binocular, como veremos más adelante.

Figura 2: comparación entre dipolo de media onda alimentado en el centro, y dipolo alimentado en un extremo. En amarillo, forma aproximada de distribución de la corriente. Notar que es máxima en el centro, lo que explica el hecho que también la impedancia es mínima; mientras que el el extremo la corriente es mínima (y máximo el voltaje), definiendo una alta impedancia.

Si se tiene una alta impedancia en el punto de alimentación, observaremos que la tensión de RF durante TX se eleva a varios kV si utilizamos potencia considerable, lo que hace críticas las características constructivas del módulo adaptador de impedancia. Por otro lado, habitualmente se ocupa el recubrimiento exterior (malla) del cable coaxial de bajada de antena como contrapeso (o contra-antena), lo que hace que este se comporte como parte del sistema radiante y por lo mismo se generan corrientes en modo común que eventualmente pueden afectar el rendimiento de la antena y la captación de ruido. Estas corrientes de modo común se pueden reducir drásticamente mediante el uso de un filtro de modo común (o balún de corriente, o choque de RF), el que debe ser instalado previo al ingreso de la línea coaxial al cuarto de radio. Así evitaremos meter RF en nuestros equipos cuando estemos en TX, y a la vez reduciremos la captación de ruido por parte de la línea coaxial en RX.

Teóricamente, la razón de transformación de impedancias que proporciona mejores resultados es 64:1, donde en el lado de baja impedancia tenemos la línea de 50 Ohmios y en el lado de alta se coloca el hilo radiante de longitud eléctrica equivalente a media longitud de onda de la señal radiada (o recibida) o sus múltiplos. Con esta razón de transformación tenemos mayor independencia de la R.O.E. (SWR) respecto del largo de la contra-antena (o contrapeso de la antena), siempre y cuando este sea superior al 10% de la longitud de onda de la frecuencia operación (ver sitio de AA5TB). Por lo mismo, si se trata de antenas multibanda, podemos escoger una longitud de contra-antena entre el 10% y 50% de la correspondiente a la frecuencia más baja de operación (en nuestro caso, banda de 80 metros).

En este artículo ocuparemos la relación de transformación 49:1, puesto que según varios autores presenta mejor desempeño (menor R.O.E. y eficiencia). Probablemente, la explicación esté en que, en la práctica, la impedancia del hilo radiante de media onda no es tan elevada (debido a que el hilo no es infinitamente delgado y usualmente se encuentra a baja altura respecto del piso) y con adaptadores de impedancia con relación de transformación menores esperaremos menores pérdidas. Esto último puesto que tendremos menor reactancia parásita serie por flujos magnéticos de fuga.

Construyamos nuestra antena EFHW para 80/40/20 y 10 metros. Aspectos generales.

El diseño para las bandas de 80, 40, 20 y 10 metros es el mostrado en la Fig. 3:

Figura 3: esquema eléctrico de una antena EFHW de 4 bandas. N = 2 y M = 14, sobre 2 núcleos toroidales de ferrita FT240-43 apilados. El capacitor está conformado por 4 capacitores mica-plata de 430 pF 1 kV conectados en serie.

En 80 metros, el hilo se comporta como un brazo de media longitud de onda, recortado gracias a la presencia del inductor L, en nuestro caso de 110 uH. De este modo, logramos acortar el largo total de la antena, o sea D1 + D2 es menor que media longitud de onda en 80 metros, lo que a su vez reduce el ancho de banda y rendimiento en 80 metros, pero hace posible su instalación en espacios reducidos. Esta técnica es utilizada por Steve Nichols G0KYA (http://g0kya.blogspot.com/).

Para las bandas de 40, 20 y 10 metros, el inductor L se comporta como un choque de RF, es decir, como una impedancia tan elevada que prácticamente no permite el paso de corriente de RF hacia el tramo final de la antena (D2). De este modo, para 40, 20 y 10 metros el largo total de la antena es D1, donde en el caso de 40 metros corresponde a media longitud de onda, mientras que en 20 metros a una longitud de onda completa,  y para 10 metros es una longitud de onda y media. Como vimos anteriormente, en todas estas bandas la impedancia en el punto de alimentación (extremo del conductor) es muy elevada, considerando que se utiliza como contra-antena una conexión a tierra y/o la malla exterior del cable coaxial (la que recordemos debe tener una longitud igual o mayor al 10% o 20% de la longitud de onda más larga a la cual operará la antena).

El Adaptador de Impedancias 49:1

El adaptador de impedancias consiste en un transformador de tipo toroidal, con relación de vueltas entre primario y secundario de 2:14. Se utilizan 2 toroides FT-240-43 (de Fair-Rite, http://toroids.info/FT240-43.php) apilados, pegados entre sí por pegamento extra fuerte (la gotita, como se conoce en Chile), reforzado por tiras plásticas. Los devanados se hacen de alambre de cobre esmaltado 14 AWG, estando el primario (de 2 vueltas) trenzado sobre el secundario. Por otro lado, el secundario cruza al otro lado del toroide en la vuelta número 8, para completar luego las 14 vueltas. Lo ideal es que el espacio entre el alambre conductor y núcleo toroidal sea lo más pequeño posible, para así reducir flujos magnéticos de fuga, lo que no es tarea fácil por el grosor del alambre. No se debe utilizar alambres muy delgados, ya que por efecto pelicular en alta frecuencia incrementan demasiado su resistencia y, por ende, las pérdidas. Tampoco se debe cubrir el núcleo toroidal con cinta aislante si se quiere ocupar la antena con potencias importantes (unos 50 W o más), puesto que necesitamos que el núcleo sea capaz de disipar la potencia perdida en forma de calor. Es crítico que no sobrepase la temperatura de Curie (unos 130°C para el material tipo 43) pues, de suceder aquello, el material ferromagnético cambia sus propiedades magnéticas en forma permanente.

Para el capacitor de 100 pF, utilicé 4 condensadores mica-plata (ideales para altas frecuencias) de 430 pF conectados en serie, cada uno capaz de soportar una tensión de 1 kV. El montaje lo hice en una caja plástica estanca, de estas para derivaciones eléctricas sobrepuestas. En Chile, recomiendo las cajas marca SAIME serie 2000 (este modelo es el producto SAIME 2011, IP 55). Las utilizo a menudo en mis proyectos.

En las figuras siguientes podemos ver detalles constructivos:

Figura N: vista general del adaptador de impedancias 49:1, implementado con 2 núcleos toroidales FT-240-43.
Figura N+1: detalle de los devanados del transformador.

Ahora vienen las pruebas del adaptador de impedancias (medición de R.O.E. ante carga resistiva pura de 2450 Ohmios y medición de eficiencia), la construcción de la bobina de carga de 110 uH e instalación del hilo radiante para pruebas reales. Habrá que esperar un poco para ello.

En la medida que vaya avanzando con este proyecto, iré actualizando el texto de esta publicación.

Un adaptador de impedancias de mayor eficiencia…

Un radioaficionado llamado Steve Ellington N4LQ promueve el uso de estas antenas en su canal de Youtube, y ha descrito un transformador que utiliza 3 núcleos toroidales tipo FT-240-52. Dice que es más eficiente y tolera niveles altos de potencia (300W pep o más). Si bien aborda de buena forma la parte práctica, no he visto información técnica sólida donde hable respecto de la eficiencia de este tipo de antenas, y como salen un poco caros los toroides FT-240-52 (unos USD 100 los 3 toroides puestos en Chile), no tengo intención de adquirirlos para evaluar este diseño. Ahora bien, si alguien me los regala, por el gusto de la experimentación, lo construiría.

Muchos saludos desde el Maule, Chile.

Emerson

Construcción de un transceptor para la banda de 40 metros B.L.U. de bajo costo.

(Homebrew SSB 40 meter band transceiver, based on ILER 40 kit and DDS VFO)

Hace ya bastante tiempo que quería probar el ILER 40, kit transceptor SSB para la banda de 40 metros desarrollado por EA3GCY, pues se trata de un circuito bastante simple con muy buenos comentarios en foros de radioafición. El diseño original utiliza un oscilador local basado en cristal de cuarzo, al que se varía levemente la frecuencia a través de condensador variable (polyvaricon). Construyendo tal cual el Iler 40 obtuve un resultado bastante bueno, destacando el bajo consumo de energía (ideal para operar con baterías) y mínimo nivel de ruido (al no tener circuitos digitales, es bastante silencioso en RX). Sin embargo, el control de la frecuencia de operación no es del todo adecuado, pues el rango de frecuencias que abarca en VFO es de no más de 40 kHz (muy inferior a los 300 kHz de toda la banda) y no cuenta con una visualización de esta. Además, quiero disponer de acceso rápido a frecuencias de uso habitual, como lo son los 7.050 kHz (Frecuencia Nacional de Encuentro), 7.085 kHz (Red Nacional de Emergencias de Chile), 7.148 kHz (Rueda de la Amistad), las que quiero almacenar en memorias fácilmente reconfigurables. Otro aspecto importante es que necesito disponer de un «Clarificador» SSB, donde pueda desplazar la frecuencia RX sin afectar la de TX, para así recibir en forma adecuada aquellas estaciones que estén desplazadas en frecuencia.

Todas estas mejoras se pueden hacer en forma rápida, sencilla y económica si utilizamos como VFO un sintetizador digital directo. En el comercio encontramos el módulo DDS basado en el chip AD9850 de Analog Devices, con un generador de reloj de 125 MHz. Como resultado, obtuve el transceptor mostrado a continuación:

Estación QRP para 40 metros, B.L.U., basada en kit Iler 40. (SSB QRP Station, 40 meter band, based on Iler 40 kit).
Vista frontal del QRP

Vamos a construirlo….

Básicamente, lo que debemos construir es un sintetizador de frecuencias que cubra un rango adecuado como oscilador local. La frecuencia intermedia en TX y RX del Iler 40 es F.I. = 4.913 kHz, y a través de ensayos he observado que la frecuencia óptima de OffSet para el VFO es de 4.913,52 kHz (desviación adicional que permite óptimo ajuste al filtro para banda lateral inferior). Por lo tanto, la frecuencia de salida del VFO debe variar entre (7.000 + 4.913,52) kHz y (7.300 + 4.913,52) kHz para cubrir toda la banda de 40 metros (7.000 a 7.300 kHz). A través de la programación del microcontrolador se puede extender levemente el rango de operación, pero ya estaría fuera del rango de frecuencias para radioaficionado. Pruebas técnicas me confirman que el Iler 40 anda bien entre los 6,8 y 7,3 MHz. También es posible reducir el rango de operación a sólo aquel en que se trabaja fonía SSB.

El centro de nuestro diseño será el sintetizador digital directo AD9850 de Analog Devices, el que adquirí en forma de módulo que incluye el generador de reloj a 125 MHz y filtro elíptico anti-alias. Estará comandado por el microcontrolador de Microchip PIC16F877A (mi viejo caballo de batalla). Utilizaré un display de 20×4 caracteres, pulsadores (botones) y el codificador rotatorio de bajo costo KY-040 para el dial principal.

Conexiones entre Iler 40 y el hardware diseñado por mi para este transceptor (imagen extraída de mi post en inglés).

Más información sobre Síntesis Digital Directa en este link, artículo que publiqué en mi web hace algunos meses.

El circuito implementado es el que muestro a continuación:

Esquemático de la unidad de control, construida en base al microcontrolador PIC16F877A y el sintetizador digital directo AD9850. (Haz click sobre la imagen para ver detalles).
Conexionado botones y Rotary Encoder KY-040.
Conexionado entre unidad de control y módulo DDS. Salida filtrada de RF se conecta a pin L.O. (Oscilador Local) en Iler 40. Haz click para agrandar imagen.
Vista general del interior del transceptor.
Tarjeta de RF Iler 40, desarrollado por EA3GCY, con PCB con circuitos necesarios para operar el Iler 40 desde el microcontrolador. Más info sobre el Iler 40, visitar la web www.qrphamradiokits.com.
Instalación del transistor de salida (en este caso un 2SC2078) con un buen disipador térmico.
Vista de circuitos digitales de este QRP. Se observa tarjetas con DDS AD9850 y PIC16F877A.

Y en este link puedes descargar el archivo .HEX para programar el microcontrolador: QRP_40metros_VersionOctubre2018.

También construí una sencilla fuente de alimentación lineal de 12VDC 3A, a la que dispuse 2 jack de salida. Conecto este QRP en uno de estos jacks, mientras que el otro lo utilizo para el FT-817ND.

Interior de la fuente de poder lineal 12VDC 3A para QRPs.

La fuente anda bastante bien. Le puse un ventilador de 24VDC, pero alimentado directamente desde el puente rectificador (previo al regulador de voltaje), recibiendo unos 16VDC, con los que opera más lento y, por ende, menos ruidoso. El flujo de aire generado es suficiente para mantener una adecuada temperatura en la circuitería, especialmente en el transitor de paso de corriente (un TIP35C). Pronto publicaré detalles constructivos de esta fuente. ACTUALIZACIÓN: Este es el link con detalles de la fuente de poder.

Y bueno… una breve prueba RX con una antena de hilo largo. No lo hice operar en TX pues arriesgo el transistor de potencia, dada la elevada R.O.E. de esta antena. En todo caso, pruebas con carga fantasma me indican que el equipo entrega unos 4W P.E.P. sobre 50 Ohmios.

Notarás que el equipo hizo ruidos extraños cuando acerqué la cámara con que grabé este video. Ocurre porque la electrónica de RF no está apantallada (es una caja plástica!), lo que la hace sensible a ruidos electromagnéticos generados por fuentes cercanas, como mi teléfono celular.

Cuando el tiempo y el espacio me lo permitan, construiré una antena para 40 metros y les mostraré nuevos videos de este sencillo y efectivo transceptor SSB.

Si te animas a contruirlo y necesitas orientación, no dudes en escribirme.

Estaré atento a tus comentarios.

Saludos y buena semana,

Emerson Sebastián

CD3EMT

Filtro Pasa Bajos HF para 40 y 80 metros, 5 polos (primer intento)

(Low pass filter for 80 and 40 meters HF bands – 5 poles, first try)

Un amplificador de potencia ideal sería aquel en que, para una señal de entrada dada, la señal de salida tiene una forma de onda tal que se puede expresar de manera exacta a través de la multiplicación de un valor escalar por la señal de entrada. Sin embargo, los amplificadores tienden a inducir distorsión en la señal de salida, generando espurias por intermodulación (presentes cuando se aplica más de una frecuencia de entrada al amplificador de potencia) y componentes armónicas (múltiplos enteros de la frecuencia fundamental – portadora -).

Estas distorsiones se deben a no linealidades en el comportamiento del amplificador, causadas por: no linealidades en la respuesta amplificadora de los dispositivos semiconductores – MOSFET o BJT -, saturación del amplificador, componentes comportándose en forma asimétrica en ambos semiciclos de la señal de entrada, saturación de transformadores de RF o choques, etc.. Amplificadores tipo push-pull (o en contrafase) tenderán a generar menos distorsión debido a la simetría en su operación, versus aquellos que poseen un único dispositivo semiconductor de salida.

Ahora bien, como no existe el amplificador ideal, en nuestros equipos transmisores necesariamente debemos implementar filtros que mitiguen estas espurias. A continuación un primer intento en la construcción de filtros pasa bajos para transmisores en la banda de 40 y 80 metros (HF).

Vamos a nuestro primer intento de filtro para las bandas de 80 y 40 metros. Simulaciones en RFSIM.

El diseño para 40 metros está basado en el filtro de 5 polos que utiliza el kit ILER 40. Para 80 metros, se mantuvieron las mismas reactancias capacitivas en inductivas del filtro anterior, pero calculadas para esta banda, resultando en la multiplicación en un factor x2 de capacitores e inductores (los condensadores de 940pF los consideré de 1nF) . Utilizaremos la herramienta RFSIM para simular el comportamiento de estos circuitos.

Figura 1. Filtros a simular en RFSIM.

En las gráficas siguientes tenemos escala lineal en el eje X, correspondiente al eje de la frecuencia, mostrando el rango comprendido entre 1 kHz y 30 MHz. En el eje Y, tenemos escala logarítmica (dB), donde en rojo apreciamos el parámetro de transmisión S12 (o S21 – es simétrico, pues dá lo mismo cuál puerto es entrada o salida en estos filtros pasivos, con igual impedancia característica en ambos puertos -) y en azul el parámetro de reflexión S11 (o S22, por la misma razón recién mencionada). Estos parámetros dependen de la frecuencia y corresponden a la proporción (expresada en dB) de la potencia que pasa a través del filtro (S12) o la que se refleja (S11), respecto de la potencia total inyectada al filtro.

Figura 2. Respuesta simulada del filtro para 40 metros. Click para aumentar imagen.

De acuerdo a la figura 2, El filtro para 40 metros tiene respuesta prácticamente plana para el rango de frecuencias comprendido entre 6 MHz y 8.5 MHz, con atenuación de transmisión S12 inferior a 0.25 dB y parámetro de reflexión inferior a -15 dB. La frecuencia de corte (-3 dB) está a 9.9 MHz. A 14 MHz tenemos atenuación del orden de 25 dB, a 21 MHz de 44 dB y a 28 MHz de 58 dB. Bastante bien.

Figura 3. Respuesta simulada del filtro para 80 metros. Click para aumentar imagen.

Por otro lado, el filtro para 80 metros tiene respuesta prácticamente plana para el rango de frecuencias comprendido entre 3 MHz y 4.2 MHz, con atenuación de transmisión S12 inferior a 0.05 dB y parámetro de reflexión inferior a -20 dB. La frecuencia de corte (-3 dB) está a 5 MHz. A 7 MHz tenemos atenuación del orden de 25 dB, a 10.5 MHz de 44 dB y a 14.5 MHz de 60 dB. Muy bien.

Y ahora, a construir.

Entre mis componentes tengo algunos toroides tipo T130-2, adecuados para trabajar hasta 10 MHz. Con estos toroides podemos construir filtros que soporten 500W P.E.P. sin problemas. También encontré condensadores cerámicos de alto voltaje (1 kV) de diversos valores. Si bien este tipo de condensadores no es ideal para aplicaciones en RF, por presentar pérdidas no despreciables en dieléctrico al operar en el rango de las radiofrecuencias y por la alta dependencia de su capacitancia con la temperatura, los voy a utilizar de todas maneras a modo de ensayo. La idea es siempre aprovechar lo que hay a mano para experimentar.

El circuito se muestra a en la figura 4.

Figura 4. Circuito con filtro pasa bajos para bandas de 80 y 40 metros, de 5 polos.

El filtro requiere alimentación 13.8 VDC, y consume del orden de 30 mA, dados por la corriente del bobinado del relé activo y LED indicador de banda.

En la foto 1 vemos una vista general de esta primera versión de filtro pasa bajos bi-banda, para 80 y 40 metros. Está armado sobre un PCB pre-perforado, dejando las mayor parte de las conexiones a través de conductores soldados, lo más cortos posible. Si bien no es la mejor forma de construir PCBs de RF (recordemos que en RF se hacen relevantes las capacitancias e inductancias parásitas, afectando el desempeño del circuito), me he tomado la libertad de hacerlo así pues está pensado en operar sólo en las «bandas bajas» de HF, como lo son 40 y 80 metros. El frecuencias más altas, el efecto de estas capacitancias e inductancias parásitas se hace muy relevante.

Foto 1. Filtro construido para mediciones.

Los inductores (bobinas) se construyen de acuerdo a las indicaciones del fabricante de los toroides (ver toroids.info), donde tenemos la siguiente relación:

Ecuación 1. Cálculo de inductancia de bobinado sobre toroide T130-2.

De la ecuación 1 podemos obtener que para un L = 1 uH, N = 9.5 vueltas. En la foto 2 vemos esta bobina lista.

Foto 2. Inductor 1uH sobre toroide T130-2, utilizado para filtro pasa bajos banda de 40 metros.

Asimismo, para la L = 2 uH, N = 13.5 vueltas. Podemos apreciar esta bobina en la foto 3.

Foto 3. Inductor 2uH sobre toroide T130-2, utilizado para filtro pasa bajos banda de 80 metros.

Estos enrollados fueron construidos con hilo esmaltado 18 AWG.

Los resultados.

Llegó la hora de la verdad… pongamos el circuito de la foto 1 al analizador de espectro con generador de tracking. En las figuras 5 y 6 tenemos los resultados de ambos filtros.

Figura 5. Respuesta de filtro para banda de 40 metros.

Para 40 metros, vemos que dentro del rango 6.990 kHz y 7.330 kHz el rizado es inferior a 1 dB, pero sin embargo observamos atenuación entre 2 y 3 dB. Esto puede deberse al tipo de condensadores utilizados y al rango de tolerancia de las componentes (especialmente los inductores, que posiblemente son de más de 1 uH). A 14.3 MHz la atenuación es del orden de 25 dB, a 21 MHz de más de 45 dB, mientras que a 28 MHz de 50 dB.

Figura 6. Respuesta de filtro para banda de 80 metros.

En el caso del filtro para 80 metros, vemos que dentro del rango 3.500 kHz y 4 MHz el rizado es inferior a 1 dB pero, al igual que en el caso anterior, observamos atenuación entre 2 y 3 dB. A 7 MHz la atenuación es del orden de 30 dB, a 10.5 MHz de más de 45 dB, mientras que a 14.5 MHz de 55 dB.

A medida que incrementamos la frecuencia, observamos que la atenuación tiende a ser menor (ver figura 7). Esto se debe a que los acoplamientos capacitivos se hacen más significativos, predominando capacitancias en serie. Para reducir este efecto, será conveniente apantallar cada etapa del filtro (por ejemplo, poniendo placas de aluminio conectadas a tierra GND entre los inductores toroidales).

Figura 7. Respuesta observada en el rango 1 kHz a 60 MHz.

A lo largo del rango de frecuencias analizado, vemos máximos y mínimos de atenuación, dejando en evidencia ciertas resonancias en el circuito.

Conclusión

La respuesta en frecuencia del circuito físico es diferente a la simulada, resultado esperable porque las componentes reales tienen valores de inductancias y capacitancias diferentes a las ideales. Por otro lado, las inductancias tienen capacitancias parásitas relevantes a la frecuencia de operación.

Otro aspecto importante es la alta atenuación del filtro dentro de las bandas de interés. Se han medido entre 2 dB y 3 dB. En otra oportunidad, quiero probar el filtro con potencia, para ver si esta atenuación se debe a los capacitores cerámicos (debieran ser de mica). Operando el filtro con unos 300W en CW, y tomando imágenes térmicas podremos descubrir dónde está la pérdida de potencia.

En resumen, está bastante bueno el filtro, pero si lo quieres construir te recomiendo utilizar capacitores de mica y apantallar los toroides entre sí.

Si lo construyes, agradecería me comentes cómo te ha funcionado.

Saludos

Emerson Sebastián