Interfaz para conectar micrófono electret y amplificador externo a transceptor Yaesu FT-450D

(Interface to connect electret microphone and external amplifier to Yaesu FT-450D transceiver)

El circuito que presento a continuación lo construí con dos objetivos:

Conectar amplificador lineal económico a mi equipo de HF Yaesu: se trata de un amplificador RM Italy de muy buena calidad, que utiliza los transistores de RF lineales SD1446 para entregar del orden de 200 W P.E.P. cuando la excitación es de unos 8 W. El circuito descrito permite controlar la conmutación entre recepción y transmisión en forma externa, en vez del interruptor activado por radiofrecuencia con que cuenta el amplificador.
Reemplazar el micrófono dinámico MH-31 que trae el transceptor por una cápsula electret, la que podemos instalar en un soporte más cómodo (de sobremesa o en un brazo ajustable) en la estación de radio. En mi caso, utilizo un micrófono barato BM-800, del cual aprovecho el brazo de soporte, filtro anti-pop y cápsula electret que trae en su interior.

Figura 1: interfaz para conectar micrófono electret y amplificador externo a transceptor Yaesu (click sobre la imagen para ver en mayor tamaño).

En la Fig. 1 se muestra un esquema de este conexionado, diferenciando por colores el tipo de señal que lleva cada cable. Desde el transceptor obtenemos +5 V necesarios para el funcionamiento de la interfaz, la que recibe el audio de la cápsula electret (a través del un cable blindado al ruido) y la señal de PTT (proveniente de un pulsador normalmente abierto, que en mi caso es un pedal similar a los que usan las máquinas de coser). A su vez, la interfaz entrega la señal de audio y PTT al transceptor, y la activación PTT del amplificador. La conexión coaxial de antena del transceptor se conecta a la entrada del amplificador, y el coaxial de antena del amplificador va hacia un filtro pasa bajos cuya frecuencia de corte depende de la banda de operación. Desde este filtro, se va hacia la antena o hacia un sintonizador y/o medidor de ROE que nos permita monitorear la potencia reflejada.

En las Fig. 2 y Fig. 3 se muestran los esquemáticos, mientras que en la Fig. 4 vemos donde va el conexionado del PTT en el amplificador. En la Fig. 5 tenemos la interfaz construida en un PCB pre-perforado, y en la Fig. 6 el pinout de micrófono de los transceptores Yaesu compatibles con el MH-31, para guiarnos como cablear el conector RJ-45.

Figura 2: circuito para conectar micrófono electret a transceptor HF Yaesu.

El circuito de la Fig. 2 se basa en un artículo de M0UKD, al que se ha añadido una resistencia de carga de 680 Ohmios (cercana a los 600 Ohmios de la cápsula dinámica del micrófono de mano) que reduce la ganancia de audio y nivel de ruido del micrófono. Me ha dado mejores resultados esta configuración. Si en casa tienes las antenas muy cerca de la estación, o usas una EFHW o con UNUN 9:1, y la RF hace las suyas con el audio, puedes agregar un capacitor de 1000 pF en paralelo con la cápsula y un pequeño filtro de modo común, enrollando unas cuantas espiras del cable de audio sobre una ferrita. También es buena idea poner cuentas de ferrita alrededor del cable que va hacia el transceptor, justo antes del conector RJ-45.

Figura 3: circuito para coordinar TX/RX en transceptor Yaesu y amplificador externo, en este caso KL505.

En la Fig. 3 podemos ver el pin PTT que va hacia el equipo Yaesu, activado al polarizar la base del 2N3904. Lo mismo con el PTT que va hacia el amplificador, donde la idea es que cuando estemos en TX esté activado (cerrado) el relé RL2. Para ello, el pin que va al colector del transistor se conecta al ánodo del diodo D9 , tal como se muestra en la Fig. 4, donde además se conectan ambas tierras (GND Interfaz y GND amplificador), lo que deja al mismo potencial eléctrico las tierras del amplificador y transceptor. Ojo con esto si se quiere añadir mas cargas a las fuentes de poder.
Para un óptimo funcionamiento, en el amplificador se debe mantener apagado (OFF) el preamplificador, y el selector AM/SSB debe estar en la posición AM, lo que inhabilita el amplificador en forma instantánea una vez se suelta el PTT.

Para disponer de los pines PTT y GND en el exterior del amplificador, hice un orificio a la carcasa de aluminio y puse un conector RCA. Quedó impecable, y si quiero ocuparlo como viene por defecto, simplemente dejo libre el conector RCA.

Figura 4: conexión de PTT en amplificador lineal KL-505.

Figura 4: PCB pre-perforado, donde he puesto ambos circuitos.

Figura 5: pinout del RJ-45 del FT-450D y otros equipos Yaesu compatibles con el MH-31, como el maravilloso FT-817 y sus versiones posteriores.

Es importante mencionar que no todos los amplificadores baratos que andan dando vueltas en el mercado son adecuados para esta aplicación, pues varios de ellos poseen transistores MOSFET que no son para amplificadores lineales, sino que para circuitos de electrónica de potencia (donde se ocupan como interruptores, en forma muy no-lineal). Debido a este comportamiento no-lineal de los transistores conmutadores, al ser utilizados en amplificadores lineales incrementan de manera importante la generación de componentes armónicas, lo que no es tan terrible pues se puede filtrar con un buen pasa-bajos; pero también producen intermodulaciones que no tenemos como sacar, haciendo que la modulación ocupe mayor ancho de banda del que debería. Es decir, el amplificador hace que la transmisión desparrame espurias en las frecuencias vecinas, molestando a colegas y desperdiciando potencia de salida. Con lazos de realimentación negativa se logra mejorar en algo la linealidad del amplificador, pero no a un nivel adecuado y a coste de una reducción importante ganancia y eficiencia.

Otro aspecto importante a considerar en el uso de estos amplificadores es la necesidad de utilizar filtros pasa – bajos a la salida. Todo amplificador debe traer uno de estos por cada banda, con el objetivo de eliminar componentes armónicas. Yo tengo uno construido para 40 metros, y compré en Ebay el filtro para 10 metros. Podemos verlos en la Fig. 6. En otro artículo les entregaré detalles de estos filtros.

Figura 6: filtro pasa bajos para 40 y 10 metros.

Fue necesario reducir la ganancia de micrófono en mi equipo Yaesu, ya que la cápsula electret entrega niveles de voltaje más altos que el micrófono dinámico del MH-31. Del valor por defecto de la ganancia (HIGH), tuve que reducirlo a NORMAL. No fue necesario ecualizarlo, pues el capacitor serie de 1 uF (ocupado para desacoplar componente DC con que se alimenta la cápsula electret de la señal de audio) con la resistencia shunt de 680 Ohmios (la que reduce la impedancia del circuito de micrófono) se comportan como un filtro pasa altos que otorga un audio perfecto para SSB. En este circuito es muy importante que respeten la tierra que ocupa en forma exclusiva el micrófono (GND MIC), pues si lo conectan a la tierra general del circuito (GND) se introduce ruido en el audio, proveniente de los circuitos digitales del transceptor.

Todo el conjunto funciona muy bien, recibiendo buenos reportes de parte de mis corresponsales. Teniendo el equipo HF Yaesu configurado para 5 W P.E.P., con el ajuste de potencia del amplificador puedo variar la salida desde 50 W a 180 W, suficiente para mí.

Emerson
CA4EMT

23 febrero, 202126 febrero, 2021

Antena T2FD para HF (1.8 a 30 MHz) para espacios reducidos

(Short tilted terminated folded dipole antenna T2FD for HF band)

Establecerse en la ciudad conlleva casi necesariamente la imposibilidad de instalar buenas antenas para las bandas bajas, y a veces no queda más alternativa que buscar una antena de reducido tamaño que nos permita operar – aunque sea con baja eficiencia – en estas bandas. Es así como decidí construir una antena T2FD (tilted terminated folded dipole, lo que sin traducir textualmente significa dipolo plegado terminado en carga lineal), la cual tiene la particularidad de presentar una relación de onda estacionaria adecuada en un amplio ancho de banda (hay modelos con ROE < 2.0 en toda la banda de HF, y <3 incluso hasta 50 MHz), lo que la hace muy adecuada para equipos que operan en múltiples bandas. Sin embargo, su eficiencia no es tan elevada como un dipolo u otro tipo de antena resonante. Es una antena muy utilizada en comunicaciones HF profesionales y para receptores de onda media y onda corta, siendo una excelente alternativa para receptores SDR multibanda.

En lo que sigue, construiré una en base a lo expuesto en el sitio web http://www.packetradio.com/, con un balún de diseño propio.

Figura 1: antena T2FD corta montada sobre segmento de torre a 6 metros, en forma de «V invertida».

Se trata de una antena de tipo «onda viajera no resonante», cuyo diseño conceptual tenemos en la Fig. 2. Destaca su pequeña longitud para ser de HF (sólo 12 metros lineales), lo que hace sencillo adaptar su instalación a espacios reducidos, como patios en zonas urbanas, sobre techumbres o al interior de áticos de madera con techo dieléctrico. El diseño está pensando para utilizarse en toda la banda de HF (160 a 10 metros) en comunicaciones de banda lateral única (SSB) con un máximo de 50 W P.E.P., aunque se espera que la eficiencia de esta será alta sólo en las bandas cuya longitud de onda sea inferior a unos 24 metros. Si se desea incrementar su eficiencia en las bandas bajas, es necesario extender el largo L (ver Fig. 2.a) a lo menos 0,4 veces la longitud de onda de la banda de frecuencias más baja a utilizar.

Esta antena posee un loop radiante con 6 metros de longitud por lado (en total 12 metros), con un ancho de 0,43 metros. Es alimentada a través de un BalUn cuya relación de transformación de impedancias es 450:50 Ohmios, siendo el lado de alta impedancia el que alimenta el loop balanceado y el otro extremo el que se conecta a la línea coaxial de bajada de 50 Ohmios desbalanceada. Al otro extremo del loop, se ubica la carga resistiva de 450 Ohmios, cuya capacidad de disipación de potencia es de 75 W.

Figura 2: detalles constructivos antena T2FD corta 1,8 – 30 MHz.

Como lo indiqué al principio de este artículo, la relación de onda estacionaria medida en esta antena para la banda de HF es aceptable en todo el rango (menor a 1:3), tal como lo vemos en la Fig. 3. Sin embargo, esto no es garantía de un alto desempeño pues, dependiendo de la frecuencia en que se esté operando, parte de la potencia de transmisión (o recepción) se disipa en forma de calor en la carga resistiva y no es aprovechada para el contacto radial.

Figura 3: relación de onda estacionaria de esta antena T2FD corta, medida con el analizador de antenas MFJ-269C.

El balún se construye en torno a un toroide FT140-43, con 4 espiras en el lado de 50 Ohmios y 12 en el lado de 450 Ohmios. El centro del lado de alta impedancia está conectado a tierra, quedando este punto común entre ambos devanados y conectado a la malla exterior de la bajada coaxial. Primario y secundario se enrollan trenzados (o retorcidos entre sí). En la Fig. 4 podemos ver el detalle de este transformador adaptador de impedancias.

La cantidad de espiras por devanado las calculé pensando en lograr un adecuado equilibrio entre lo que significa reducir las corrientes de magnetización en las bandas bajas y también minimizar el efecto de las reactancias de fuga en la parte alta de la banda de HF. Estas reactancias serie las compensaremos parcialmente con el capacitor de 100 pF en paralelo que puse en el lado de 50 Ohmios, lo que mejorará el comportamiento del balún en la parte de alta de la banda de HF, pero acotará el ancho de banda del balún hasta pocos MHz por sobre la banda de HF. Aprovechando material remanente de otros proyectos y luego de algo de ensayo – error, llegué a este valor del capacitor (que podemos ver en la Fig. 5).

Es importante mencionar que el balún es de voltaje puesto que conecté el punto medio del lado de alta impedacia (balanceado) a tierra (GND), para así dejar aterrizado el loop. Esto es para evitar arcos eléctricos y consecuentes daños en receptores por estática, especialmente durante eventos atmosféricos o cuando el aire está muy seco. Si la antena no está perfectamente balanceada en su montaje, será necesario incluir un choque de RF para evitar corrientes de modo común por desbalances, lo que se resuelve fácilmente enrollando unas 16 espiras de coaxial RG-58 en un toroide FT240-43 justo luego del punto de conexión entre la línea y el balún de la T2FD.

Figura 5: balun 9:1 con capacitor 100pF paralelo en lado de 50 Ohmios.

Respecto de la resistencia, es muy importante que sea resistiva (pura) a la frecuencia de operación (especialmente a las frecuencias más altas, en torno a 30 MHz, pues allí se incrementa el efecto de las reactancias). Esto se logra en forma aceptable con 15 resistencias de hilo bobinado en paralelo (que tienen componente inductiva, pero al estar en paralelo reducen su magnitud total), de 6,8 kOhmios y una capacidad de disipación 5 Watts cada una. Este diseño lo obtuve de un video mostrado por XQ2CG (gracias Sergio), donde analiza esta resistencia de una reconocida marca comercial.

Tanto el balún como la resistencia de carga las monté al interior de un tubo de PVC hidráulico de 50 mm de diámetro, sellados con tapas de PVC pero con aberturas en la parte inferior para evaluación de humedad. Las componentes internas las fijé con sellador de poliuretano (Sikaflex 221, gracias Manfred XQ6FOD por el dato… pero ojo que es un compuesto muy tóxico… úsese tomando todas las precauciones del caso), procurando cubrir las partes sensibles a la oxidación y dejando la mayor superficie disipadora posible en las resistencias de carga y toroide de ferrita, con el objetivo que puedan disipar calor al ambiente.

Y finalmente, para el loop utilicé conductor de tipo eléctrico superflex de 2,5 mm2, con separadores construidos de conduit eléctrico de PVC 16 mm, en segmentos de 50 cm de largo cada 2 metros. La fijación del conductor a los separadores está hecha con amarras plásticas para cables, reforzada con pegamento para darle más durabilidad a la intemperie. La unión de ambos brazos, balún y resistencia de carga la hice en un trozo de tubo de PVC hidráulico de 50 mm de diámetro, habilitando en este tubo un agujero para pasar un alambre que permite la instalación en el soporte central (en este caso, la torre). Obtuve una antena robusta, aunque no muy liviana.

Figura 7: brazos del loop de esta antena t2fd corta en proceso de construcción.

Comentando en términos generales, esta antena me ha sorprendido gratamente. En recepción es bastante silenciosa (presenta un bajo nivel de ruido en comparación a otras antenas que he probado) y sirve en RX para todo el espectro de onda media y onda corta. He disfrutado la recepción de todas las bandas con bajo ruido… incluso en la banda AM de onda media… una maravilla. Tengo la idea que en una instalación más adecuada (horizontal y a mayor altura) debe ser aún mejor. En la medida que la vaya probando les comentaré, especialmente lo relativo al rendimiento en TX en las bandas bajas, que es donde debería ser menos eficiente.

73´s

Emerson
CA4EMT

17 octubre, 20203 julio, 2021

Antena multibanda para 80, 40, 20 y 10 metros, tipo EFHW.

Motivado por las ganas de implementar una antena de fácil instalación (aspecto crítico a considerar en zona urbana, con un patio no lo suficientemente grande como para una antena «bigote de gato» capaz de operar en 10/20/40 y 80 metros, y también habiendo desechado la idea de comprar alguna de las costosas e ineficientes antenas comerciales para espacios reducidos – esas verticales no resonantes -) decidí probar una antena de media onda alimentada en un extremo (End Fed Half Wave), tal como lo hice hace un par de años atrás con la antena EFHW para 40, 20 y 10 metros QRP, acomodando el trazado del hilo a la forma del patio. Si bien no espero que sea muy eficiente, debido al uso de un transformador adaptador de impedancias con elevada relación de transformación sobre ferrita de considerables pérdidas en HF (aunque he leído versiones optimistas que hablan de un 85% de eficiencia o más en las bandas entre los 80 y 10 metros), al menos es una opción que permite salir en HF a costo razonable y con resultados aceptables (según varios autores). No me preocupa demasiado la eficiencia, pero si me interesa que tolere los 100Wpep de mi transceptor multibanda y que la R.O.E. se mantenga a niveles razonables.

Antes de continuar, un poco de teoría de funcionamiento de la antena de media onda alimentada en un extremo (o End Fed Half Wave EFHW). Si ya leíste el artículo de mi antena QRP 40/20/10 metros, te sugiero saltes esta parte de la publicación de modo de ir directamente a la implementación de esta nueva versión.

Un poco de teoría… ¿En qué consiste la antena EFHW (Antena Multibanda de Media Onda Alimentada en un Extremo)?

Es un dipolo de media onda, pero en vez de conectarse la línea de bajada en el centro, se conecta en un extremo (ver Fig. 2). La gran gracia de esta antena es que podemos utilizar el mismo hilo radiante para varias bandas de frecuencias armónicas, puesto que un hilo conductor de media onda a la frecuencia F, resonará en onda completa completa a 2*F, y en 3/2 de onda a 3*F, y así sucesivamente, siendo el punto de alimentación (en un extremo) de impedancia muy elevada en todas estas frecuencias. Por ello, podemos construir antenas multibanda utilizando un único hilo radiante, lo que hace más fácil su instalación. Además, tiene menor impacto estético en zonas urbanas que la clásica «bigote de gato» o los dipolos rígidos multibanda, y lo simple de su instalación la hace ideal como antena portable (por ejemplo, para ocupar en salidas a acampar).

Al alimentarse en un extremo, como se mencionó anteriormente, la impedancia en el punto de alimentación es altísima (de 2000 a 3000 Ohmios, dependiendo del entorno y características del hilo radiante), y por lo mismo requiere un adaptador de impedancias si se quiere conectar a la línea de 50 Ohmios. Típicamente, se usa un transformador de banda ancha con núcleo de ferrita toroidal o binocular, como veremos más adelante.

Figura 2: comparación entre dipolo de media onda alimentado en el centro, y dipolo alimentado en un extremo. En amarillo, forma aproximada de distribución de la corriente. Notar que es máxima en el centro, lo que explica el hecho que también la impedancia es mínima; mientras que el el extremo la corriente es mínima (y máximo el voltaje), definiendo una alta impedancia.

Si se tiene una alta impedancia en el punto de alimentación, observaremos que la tensión de RF durante TX se eleva a varios kV si utilizamos potencia considerable, lo que hace críticas las características constructivas del módulo adaptador de impedancia. Por otro lado, habitualmente se ocupa el recubrimiento exterior (malla) del cable coaxial de bajada de antena como contrapeso (o contra-antena), lo que hace que este se comporte como parte del sistema radiante y por lo mismo se generan corrientes en modo común que eventualmente pueden afectar el rendimiento de la antena y la captación de ruido. Estas corrientes de modo común se pueden reducir drásticamente mediante el uso de un filtro de modo común (o balún de corriente, o choque de RF), el que debe ser instalado previo al ingreso de la línea coaxial al cuarto de radio. Así evitaremos introducir RF en nuestros equipos cuando estemos en TX, y a la vez reduciremos la captación de ruido por parte de la línea coaxial en RX.

Teóricamente, la razón de transformación de impedancias que proporciona mejores resultados es 64:1, donde en el lado de baja impedancia tenemos la línea de 50 Ohmios y en el lado de alta se coloca el hilo radiante de longitud eléctrica equivalente a media longitud de onda de la señal radiada (o recibida) o sus múltiplos. Con esta razón de transformación tenemos mayor independencia de la R.O.E. (SWR) respecto del largo de la contra-antena (o contrapeso de la antena), siempre y cuando este sea superior al 10% de la longitud de onda de la frecuencia operación (ver sitio de Steve Yates AA5TB.com). Por lo mismo, si se trata de antenas multibanda, podemos escoger una longitud de contra-antena entre el 10% y 50% de la correspondiente a la frecuencia más baja de operación (en nuestro caso, banda de 80 metros).

En este artículo ocuparemos la relación de transformación 49:1, puesto que según varios autores presenta mejor desempeño (menor R.O.E. y eficiencia). Probablemente, la explicación esté en que, en la práctica, la impedancia del hilo radiante de media onda no es tan elevada (debido a que el hilo no es infinitamente delgado y usualmente se encuentra a baja altura respecto del suelo) y con adaptadores de impedancia con relación de transformación menores esperaremos menores pérdidas. Esto último puesto que tendremos menor reactancia parásita serie por flujos magnéticos de fuga.

Construyamos nuestra antena EFHW para 80/40/20 y 10 metros. Aspectos generales.

El diseño para las bandas de 80, 40, 20 y 10 metros es el mostrado en la Fig. 3:

Figura 3: esquema eléctrico de una antena EFHW de 4 bandas. N = 2 y M = 14, sobre 2 núcleos toroidales de ferrita FT240-43 apilados. El capacitor está conformado por 4 capacitores mica-plata de 430 pF 1 kV conectados en serie.

En 80 metros, el hilo se comporta como un brazo de media longitud de onda, recortado gracias a la presencia del inductor L, en nuestro caso de 110 uH. De este modo, logramos acortar el largo total de la antena, o sea D1 + D2 es menor que media longitud de onda en 80 metros, lo que a su vez reduce el ancho de banda y rendimiento en 80 metros, pero hace posible su instalación en «espacios reducidos» (en realidad, «menos grandes»). El largo total quedará en unos 23 metros aproximadamente. Esta técnica es utilizada por Steve Nichols G0KYA (http://g0kya.blogspot.com/).

Para las bandas de 40, 20 y 10 metros, el inductor L se comporta como un choque de RF, es decir, como una impedancia tan elevada que prácticamente no permite el paso de corriente de RF hacia el tramo final de la antena (D2). De este modo, para 40, 20 y 10 metros el largo total de la antena es D1 (20 metros aprox.), donde en el caso de 40 metros corresponde a media longitud de onda, mientras que en 20 metros a una longitud de onda completa, y para 10 metros es de dos longitudes de onda. Como vimos anteriormente, en todas estas bandas la impedancia en el punto de alimentación (extremo del conductor) es muy elevada, considerando que se utiliza como contra-antena una conexión a tierra y/o la malla exterior del cable coaxial (la que recordemos debe tener una longitud igual o mayor al 10% o 20% de la longitud de onda más larga a la cual operará la antena).

Las longitudes exactas se determinarán en forma práctica, pues son condicionadas por el entorno de la instalación. Eso lo veremos mas adelante.

El Adaptador de Impedancias 49:1

El adaptador de impedancias consiste en un transformador de tipo toroidal, con relación de vueltas entre primario y secundario de 2:14. Se utilizan 2 toroides FT-240-43 (de Fair-Rite, http://toroids.info/FT240-43.php) apilados, pegados entre sí por pegamento extra fuerte (la gotita, como se conoce en Chile), reforzado por tiras plásticas. Los devanados se hacen de alambre de cobre esmaltado 14 AWG, estando el primario (de 2 vueltas) trenzado sobre el secundario. Por otro lado, el secundario cruza al otro lado del toroide en la vuelta número 8, para completar luego las 14 vueltas. Lo ideal es que el espacio entre el alambre conductor y núcleo toroidal sea lo más pequeño posible, para así reducir flujos magnéticos de fuga, lo que no es tarea fácil por el grosor del alambre. No se debe utilizar alambres muy delgados, ya que por efecto pelicular en alta frecuencia incrementan demasiado su resistencia y, por ende, las pérdidas. Tampoco se debe cubrir el núcleo toroidal con cinta aislante si se quiere ocupar la antena con potencias importantes (unos 50 W o más), puesto que necesitamos que el núcleo sea capaz de disipar la potencia perdida en forma de calor. Es crítico que no sobrepase la temperatura de Curie (unos 130°C para el material tipo 43) pues, de suceder aquello, el material ferromagnético cambia sus propiedades magnéticas en forma permanente.

Para el capacitor de 100 pF, utilicé 4 condensadores mica-plata (ideales para altas frecuencias) de 430 pF conectados en serie, cada uno capaz de soportar una tensión de 1 kV. El montaje lo hice en una caja plástica estanca, de estas para derivaciones eléctricas sobrepuestas. En Chile, recomiendo las cajas marca SAIME serie 2000 (este modelo es el producto SAIME 2011, IP 55). Las utilizo a menudo en mis proyectos.

En las figuras siguientes podemos ver detalles constructivos:

Figura 4: vista general del adaptador de impedancias 49:1, implementado con 2 núcleos toroidales FT-240-43.

Figura 5: detalle de los devanados del transformador.

Ahora vienen las pruebas del adaptador de impedancias (medición de R.O.E. ante carga resistiva pura de 2450 Ohmios y medición de eficiencia), la construcción de la bobina de carga de 110 uH e instalación del hilo radiante para pruebas reales. Habrá que esperar un poco para ello.

En la medida que vaya avanzando con este proyecto, iré actualizando el texto de esta publicación. Quizás tarde, pues tampoco tengo espacio para esta antena (en respuesta a los correos que me han llegado consultando), pero espero probarla con 2 bobinas de carga (para 40 y 80 metros), reduciendo al largo total a unos 15 metros.
Bueno… ya les comentaré qué tal anda, aunque por mi experiencia en la versión QRP, supongo que muy bien.

Muchos saludos desde el Maule, Chile.

Emerson
CD4EMT

26 noviembre, 201912 febrero, 2020

Receptor muy simple para radiodifusión en Amplitud Modulada (AM)

(Very simple and fun AM radio receiver)

Este receptor de radio AM en Onda Media para mí es muy especial. Lo construí cuando era profesor auxiliar de electrónica en mi querida Universidad de Chile, por el año 2008, donde enseñaba fundamentos de electrónica analógica. Era la época en que hacía la cátedra el respetado profesor don Nicolás Beltrán Maturana, quien tenía especial dedicación por hacer buena enseñanza de ingeniería en Chile. Recuerdo lo mucho que valoraba el emprendimiento tecnológico, quizás con la esperanza que algún día los latinoamericanos aprenderemos que es necesario basar nuestra economía en I+D y no en la sobre-explotación de recursos naturales. Con esta publicación rindo homenaje a su persona.

Volviendo a la electrónica… en la Fig. 1 podemos ver el esquemático completo de nuestro receptor AM rústico. A continuación, se menciona cada una de las etapas que lo componen.

Fig. 1 Circuito completo del Receptor AM.

Amplificador de Radiofrecuencia (RF) Sintonizado: se encarga de incrementar la tensión de la señal portadora RF en forma selectiva, por lo cual posee un circuito resonante LC paralelo (conformado por el inductor L1 y el capacitor variable C1) que define la frecuencia a la cual el amplificador de RF posee máxima ganancia. Variando C1 podemos sintonizar la frecuencia de la radioemisora que deseamos escuchar. L1 tiene una derivación intermedia desde donde enviamos la tensión RF hacia el transistor amplificador, gracias a lo cual tenemos un factor de calidad elevado en el circuito resonante, mejorando su selectividad.

Detector de Envolvente: es una red conformada por diodos, cuya misión es rectificar en media onda, y un filtro pasa bajos de tipo RC. Su función es demodular la portadora AM, de modo que a la salida obtenemos el audio que contiene la señal proveniente del amplificador sintonizado.

Amplificador de Audio: se compone de 3 etapas: amplificadores de voltaje tipo emisor-común (Amp. Audio 1 y Amp. Audio 2, según se muestra en Fig. 1) y amplificador de corriente en contrafase o push-pull (Amp. Audio 3), colector-común. Las dos primeras etapas poseen alta impedancia de salida, lo que reduce la ganancia en corriente y hace necesaria la implementación de una etapa con alta impedancia de entrada y baja impedancia de salida, como el amplificador push-pull. Está diseñado para operar con un parlante que soporte por lo menos 1 vatio y cuya resistencia interna esté entre 4 y 8 ohmios.

Fig. 2 Vista general de este simple receptor AM.

Si quieres construir este receptor AM de Onda Media, te recomiendo hacerlo sobre una lámina de melamina blanca donde previamente tengas dibujado el esquemático a una escala adecuada como para disponer el hardware sobre dicho esquemático. En un principio lo pensé de esa forma, pero por tiempo me limité a sólo señalar las etapas y no las componentes. Lo ideal es marcar ambos.

El formato de construcción y parte del circuito los obtuve de una vieja revista de radioafición colombiana… me parece que se llama (o llamaba) Cekit. En Fig. 2 tenemos una vista general de este aparato.

Saludos desde Chile,

Emerson
CD3EMT

18 agosto, 201920 mayo, 2020

Inversor trifásico con DSP TMS320F28335, IGBTs IRG4PC30UD y driver IR2104. Trabajo en contexto académico.

(Three phase power inverter, with TMS320F28335 and IGBTs – academic work)

En el contexto de un curso de magíster, con mi compañero Waldo Monsálvez implementamos un inversor trifásico para energizar una máquina de inducción. Waldo se encargó del trabajo con Matlab y su conexión al F28335, y yo de diseñar y construir todo el hardware. La idea era implementar un control Voltaje/Frecuencia en base a un VSI (inversor fuente de voltaje), con lazo de control para el voltaje. Y lo logramos. En el siguiente video podemos ver este setup en acción.

Es importante mencionar que lo hicimos con lo que teníamos a mano… y no me quedaban disipadores térmicos para los IGBTs ni LDO’s; pero afortunadamente nuestro requerimiento de corriente en la carga es bajo (la máquina de inducción está en vacío), así que no tenemos problemas de calentamiento. Espero conseguir una placa de aluminio y aisladores para tener el setup al 100%.

¿Por qué relación voltaje/frecuencia constante en nuestro motor de inducción?

En máquina de inducción es necesario reducir la tensión de alimentación (respecto de la nominal) cuando la frecuencia de la corriente alterna aplicada es inferior a la nominal, puesto que de no hacerse así, es posible que se sature el hierro del motor, incrementando la corriente de magnetización de la máquina. Por ello, cuanto más baja sea la frecuencia de la corriente AC, menor debe ser la tensión aplicada al motor.

¿Cómo funciona nuestro inversor?

Se trata de un inversor trifásico fuente de voltaje (VSI), implementado de acuerdo al diagrama mostrado en la Fig. 1. Podemos ver el esquema de control, donde se ingresa – desde un PC externo – como referencia la frecuencia de la corriente alterna trifásica que se aplicará a la máquina. Internamente, se define el voltaje fase – fase referencia con un valor proporcional a la frecuencia ingresada (en nuestro caso, esta razón voltaje/frecuencia = 1, donde el voltaje se expresa en [V] y la frecuencia en [Hz]). A través de un operador PI (proporcional – integral) se construye un lazo de control para el voltaje.

Fig. 1 Inversor fuente de voltaje (VSI), control voltaje – frecuencia con lazo abierto de velocidad y control PI de voltaje. Créditos de esta figura a Waldo.

La implementación se hace de acuerdo al diagrama de bloques de la Fig. 2.

Fig. 2 Diagrama de bloques con el hardware del VSI implementado. En gris, bloques para construir a futuro.

Consta de las siguientes componentes, totalmente funcionales:

- Tarjeta de desarrollo para DSP de Texas Instruments TMS320F28335. A través de interfaz USB, mantiene comunicación con un computador externo.
- Puente inversor trifásico en base a IGBT IRG4PC30UD, dos por cada fase (x6).
- Circuito driver basado en IR2104, uno por cada fase (x3).
- Circuito acondicionador de señal, que recibe hasta 80[Vpp] conmutados a 10[kHz], y entrega a su salida una señal alterna con valor medio 1.5[Vdc] y amplitud máxima 3[Vpp]. Se basa en amplificadores operacionales TL074, cuenta con filtro pasa bajos de 1 polo a 500[Hz] y aislación galvánica a través de transformadores.

En la Fig. 2 se considera además otras unidades funcionales, las que se proponen como trabajo futuro. Estas son:

- Circuito conversor Digital – Análogo (DAC) con comunicación SPI para visualización de señales internas del DSP en osciloscopio, basado en MCP4822.
- Encoder óptico que entrega 2 pulsos por giro de la máquina de inducción, para medición de velocidad angular a través de señales de interrupción en DSP. Se propone utilizar el módulo KY-033 para Arduino, en forma similar a como se hizo en Taller 2.

En Fig. 3 podemos ver la electrónica.

Fig. 3 Electrónica de nuestro setup, montada sobre un trozo de melamina (construcción clásica que uso desde mi época de pregrado).

A continuación una breve descripción de cada parte del hardware.

El DSP de control…

Utilizamos la plataforma de desarrollo de Texas Instruments, basada en el DSP TMS320F28335, modelo TMDSDOCK28335 (para más info, ver este link en la web de Texas Instruments).

Fig. 4 Tarjeta de desarrollo TMDSDOCK28335 de Texas Instruments.

Respecto del DSP, los pines utilizados son los siguientes:

Función	Pin tarjeta DSP
PWM Fase A	00
PWM Fase B	02
PWM Fase C	04
Voltaje A-B	A0
Voltaje B-C	A1

Tabla 1. Pines de conexión del DSP hacia etapa de potencia y medición de voltajes.

La programación se hizo con el software Code Composer Studio de Texas Instruments y Matlab, a través del cual se refrescaban parámetros que facilitaron la sintonía del control PI. Además, por esta vía se ingresaba la frecuencia de referencia. Si deseas más detalles en la forma que programamos el DSP, no dudes en escribir.

Etapa de potencia y drivers…

La etapa de potencia se basa en los IGBT´s IRG4PC30UD, y como driver para estos dispositivos ocupamos los IR2104 (uno por cada fase del inversor, dado que entrega salidas complementarias y galvánicamente aisladas, que consideran tiempos de retardo para evitar cross-conduction).

En la Fig. 5 se muestra esquemático con etapa de potencia y drivers, las que en el montaje se han dispuesto en forma separada. Esto es posible puesto que la frecuencia de conmutación PWM es bastante baja (s´olo 10kHz) por lo que no hay inconvenientes con inductancias y capacitancias par´asitas del circuito.
De acuerdo a indicaciones del fabricante de los IR2104, la tensión DC máxima del bus de potencia es +600 Vdc. En nuestro caso, por seguridad y dado que se adapta a las tolerancias de tensión de nuestro circuito de acondicionamiento de señal y entrada del ADC, trabajaremos sólo con +40Vdc.

Y el acondicionador de señales para los ADC (muestra de voltajes fase-fase)…

En la Fig. 6 se muestra el circuito de acondicionamiento de señal, que permite adaptar la tensión alterna y conmutada de los voltajes fase – fase v_ab y v_bc, con valor medio 0, a la entrada de conversores análogo – digital del DSP, cuyo rango de operación es 0 a 3 V. Para ello, el circuito de la Fig. 3 realiza las siguientes operaciones:

- A través de transformadores cuya relación de transformación es 220/12 Vac, se obtiene aislación galvánica entre la tensión trifásica de salida y la etapa de medición, se reduce la tensión por un factor 1/18; y también se filtra parcialmente la componente de alta frecuencia de salida (10kHz y armónicas de esta frecuencia).
- Se reduce la tensión en 1/3, a través de un divisor de tensión resistivo.
- A través de amplificadores operacionales y una red RC, cuyo polo se ubica a una frecuencia de 1kHz, se filtra la componente de alta frecuencia (10kHz y sus armónicas). La salida del circuito acondicionador de señal es de baja impedancia.
- El circuito con amplificadores operacionales también suma la tensión de 1.61Vdc (medido, idealmente 1.5Vdc) a la tensión alterna de salida, permitiendo que semiciclos positivos y negativos estén dentro del rango de tolerancia del ADC. El valor medio utilizado fue 1.61V – medido en el divisor de tensión formado por R₇ y R₈ – (este valor se usa para calibrar el software).
- Finalmente, un diodo Zener 1N4728 elimina sobretensiones que pudieran dañar las entradas analógicas del DSP.

Fig. 6 Circuito acondicionador de señal. Recibe voltajes Fase-Fase 80Vpp, y a la salida 0 a 3V, con 1.61V valor medio. Filtra componentes de alta frecuencia PWM (10 kHz y armónicas).

Y para cerrar este artículo de mi blog, una vista general del setup. Hay mucho más trabajo del que se ve a simple vista – especialmente en el lazo de realimentación de voltaje -, pero espero que con este artículo se les haga más fácil a quienes necesiten implementarlo a futuro.

Fig. 7 Setup implementado con nuestro inversor trifásico.

Mis agradecimientos a Duberney Murillo (LARI) por sus valiosos consejos y por facilitarnos un espacio de trabajo.

Saludos y buena semana,

Emerson