Antena multibanda para HF, bandas de 40, 20 y 11/10 metros.

(HF End Fed Half Wave multiband antenna, for 40, 20 and 11/10 meter band).

Buscando una alternativa fácil de instalar, simple y menos aparatosa para implementar una antena multibanda capaz de operar en las bandas de 40, 20 y 11/10 metros, llegué a la famosa antena de media onda alimentada en un extremo. A través de E-bay adquirí una versión comercializada por Par Electronics, la EF-10/20/40 MKII, con la que comprobé efectividad y bajo ruido de este tipo de antenas cuando operan en forma horizontal.

Si deseas conocer en detalle esta antena, te recomiendo visitar el excelente sitio web de Steve Yates AA5TB (www.AA5TB.com). Por mi parte, haré sólo una breve descripción teórica, pues me enfocaré en la construcción de esta EFHW para 10/11, 20 y 40 metros, y en mostrar los resultados obtenidos. Los detalles constructivos están basados en el artículo publicado por PA3HHO (https://pa3hho.wordpress.com/end-fed-antennes/multiany-band-end-fed-english/). Mi idea es reproducir este trabajo y contar mi experiencia. En caso de surgir alguna mejora posible, también la comentaré.

¿En qué consiste la antena EFHW (Antena Multibanda de Media Onda Alimentada en un Extremo)?

Es un dipolo de media onda, pero en vez de conectarse la línea de bajada en el centro, se conecta en un extremo (ver Fig. 1). A mi parecer, la gran gracia de esta antena es que podemos utilizar el mismo hilo radiante para varias bandas de frecuencias armónicas, puesto que un hilo conductor de media onda a la frecuencia F, resonará en onda completa completa a 2*F, y en 3/2 de onda a 3*F, y así sucesivamente, siendo el punto de alimentación (en un extremo) siempre de impedancia muy elevada. Por ello, podemos construir antenas mutibanda utilizando un único hilo radiante, lo que hace más facil su instalación y uso como antena portable (por ejemplo, en salidas a acampar).

Al alimentarse en un extremo, como se mencionó anteriormente, la impedancia en el punto de alimentación es altísima (de 2000 a 3000 Ohmios), y por lo mismo requiere un adaptador de impedancias si se quiere conectar a la línea de 50 Ohmios. Típicamente, se usa un transformador de banda ancha con núcleo de ferrita toroidal o binocular, como veremos más adelante.

Fig.1. Comparación entre dipolo de media onda alimentado en el centro, y dipolo alimentado en un extremo. En amarillo, forma aproximada de distribución de la corriente. Notar que es máxima en el centro, lo que explica el hecho que también la impedancia es mínima; mientras que el el extremo la corriente es mínima (y máximo el voltaje), definiendo una alta impedancia.

Si se tiene una alta impedancia en el punto de alimentación, observaremos que la tensión de RF durante TX se eleva a varios kV si utilizamos potencia considerable, lo que hace críticas las características constructivas del módulo adaptador de impedancia. Por otro lado, habitualmente se ocupa el recubrimiento exterior (malla) del cable coaxial de bajada de antena como contrapeso (o contra-antena), lo que hace que este se comporte como parte del sistema radiante y por lo mismo se generan corrientes en modo común que eventualmente pueden afectar el rendimiento de la antena y la captación de ruido. Estas corrientes de modo común se pueden reducir drásticamente mediante el uso de un filtro de modo común (o balún de corriente, o choque de RF), el que debe ser instalado previo al ingreso de la línea coaxial al cuarto de radio. Así evitaremos meter RF en nuestros equipos cuando estemos en TX, y a la vez reduciremos la captación de ruido por parte de la línea coaxial en RX.

Para la adaptación de impedancias, la razón de transformación más utilizada es 1:8, donde en el lado de baja impedancia tenemos la línea de 50 Ohmios y en el lado de alta se coloca el hilo radiante de longitud eléctrica equivalente a media longitud de onda de la señal radiada (o recibida). Con esta razón de transformación tenemos mayor independencia de la R.O.E. (SWR) respecto del largo de la contra-antena (o contrapeso de la antena), siempre y cuando este sea superior al 10% de la longitud de onda de operación de la antena (ver sitio de AA5TB). Por lo mismo, si se trata de antenas multibanda, podemos escoger una longitud de contra-antena entre el 10% y 50% de la correspondiente a la frecuencia más baja de operación (en nuestro caso, banda de 40 metros).

Construyamos nuestra EFHW.

El diseño para las bandas de 40, 20 y 10 metros es el mostrado en la siguiente figura:

Fig.2. Esquema eléctrico de una antena EFHW de 3 bandas. N = 2 y M = 16, sobre núcleo toroidal de ferrita FT140-43. C = 150 pF/ 500V cerámico. Se utiliza el cable coaxial de bajada como contra-antena.

En 40 metros, el hilo se comporta como un brazo de media longitud de onda, recortado gracias a la presencia del inductor L, en nuestro caso de 34 uH. De este modo, logramos acortar el largo total de la antena, o sea D1 + D2 es menor que media longitud de onda en 40 metros, lo que a su vez reduce el ancho de banda y rendimiento en 40 metros.

Para las bandas de 20 y 10 metros, el inductor L se comporta como un choque de RF, es decir, como una impedancia tan elevada que prácticamente no permite el paso de corriente de RF hacia el tramo final de la antena (D2). De este modo, para 20 y 10 metros el largo total de la antena es D1, donde en el caso de 20 metros corresponde a media longitud de onda, mientras que en 10 metros a una longitud de onda completa, donde ambas maximizan su impedancia en el extremo.

Fig. 3 Antena EFHW para las bandas de 40, 20 y 10/11 metros.

Fig. 4 Adaptador de impedancias antena EFHW para 40, 20 y 10 metros.

El transformador se ha hecho en base al toroide FT140-43 (Ver http://toroids.info/FT140-43.php), formado por 2 espiras bifilares + 14 espiras, con hilo de cobre esmaltado tipo 18 AWG. El secundario lo he enrollado en partes opuestas del toroide, con el objetivo de reducir capacitancias parásitas entre ambos extremos del bobinado. El toroide está recubierto de cinta dieléctrica para proteger la aislación del hilo que conforma el adaptador de impedancias, lo que no significa un problema pues en QRP no tendremos calentamiento del núcleo toroidal.

Para acortar la longitud de la antena de 40 metros, y también para aislar el último tramo de la antena (D2) en la operación de las bandas de 20 y 10 metros, se utiliza un inductor de L = 34 uH. Consiste en 65 vueltas de hilo 18 AWG sobre una tubo de PVC de 1 pulgada de diámetro.

Con el objetivo de obtener una satisfactoria operación del adaptador de impedancias en la banda de 10 metros, he colocado un capacitor de 150 pF en paralelo con el lado de baja impedancia del transformador (probando desde 50pF hasta 200pF, es el que mejor resultado ha dado). Debe soportar por lo menos 500V, como es en este caso, lo que es suficiente para operar equipos con potencias QRP (5W P.E.P o inferior), pues cuando se eleva la R.O.E. esta tensión puede llegar a máximos bastante elevados.

Luego de varias pruebas, las longitudes óptimas para D1 y D2 son:

D1 = 10.1 [m]

D2 = 1.6 [m]

Ajustadas a mi instalación en particular. Dependiendo del valor exacto de la inductancia, de la disposición del hilo radiante (horizontal, vertical o «v» invertida), del entorno (influencia de estructuras conductoras cercanas), tipo de suelo, trazado de la línea de bajada y postura de balún para filtrar corrientes en modo común, estas longitudes pueden variar.

Ensayos preliminares me han mostrado resultados interesantes… QSOs en la banda de 40 metros a más de 500 km de distancia, y en 10 metros a más de 2.000 km!, con sólo 5 W p.e.p. Una maravilla. Es ideal para salidas a terreno, pues su instalación es muy sencilla. Faltaría medir su eficiencia, especialmente el efecto del transformador toroidal, pero independiente de eso, lo fácil de su construcción, instalación, operación multibanda y experiencia de uso la hacen una opción interesante.

ACTUALIZACIÓN 06/10/2020: llegaron mis núcleos toroidales FT240-43!! pronto un nuevo artículo referente a esta antena…

Aunque… por el momento, un adelanto en la Fig. 5:

Fig.5 Construcción de un nuevo adaptador de impedancias, basado en el núcleo toroidal de ferrita FT240-43.

Luego de revisar experiencia práctica de entusiastas experimentadores, he considerado en este nuevo diseño el uso de 2 núcleos toroidales apilados de tipo FT240-43. Según algunos autores, la eficiencia de este transformador es superior al 80% en toda la banda de HF, cuando se le utiliza con una relación de transformación de 49:1, un capacitor de 100 pF en paralelo con la entrada y una carga resistiva pura de 2450 Ohmios. Mi idea es probar este diseño de adaptador de impedancias para utilizar esta antena con más potencia (los 100 Wpep que entrega mi FT-450D) y extender el uso a la banda de 80 metros.

Más información en este link (antena multibanda para 80/40/20/10 metros).

1 junio, 201920 mayo, 2020

Diseño e implementación de un controlador de posición angular para mecanismo motorizado con motor DC (trabajo en contexto académico)

(Academic work – Angle control with DC motor and Arduino)

En lo que sigue se expone el diseño e implementación de un controlador de posición angular para motor DC de imanes permanentes, basado en topología Convertidor Buck controlado por lazo de realimentación PI para el voltaje de armadura y control proporcional P de velocidad. Los requerimientos de posición angular son ingresados desde un computador, vía puerto serie. La posición angular del eje motriz se mide a través de un encoder óptico rotatorio, cuya construcción se detalla.

Lo implementé en base a Arduino Uno, el cual controlaba el ciclo de trabajo de un convertidor buck que alimentaba el motor DC. Mis agradecimientos a Carlos M. y Waldo M., quienes ayudaron bastante con facilitar el espacio de trabajo y algunos insumos.

I. El Encoder rotatorio

Un encoder rotatorio es un dispositivo que permite conocer la posición angular de un eje en todo instante t, con una determinada precisión Δθ. Los hay para medición de posición y velocidad en máquinas giratorias, en perillas para control de aparatos electrónicos en instrumentos de medición, entre otras aplicaciones.

En el mercado hay encoders en base a conmutadores mecánicos (más económicos, pero menos durables, ruidosos y para bajas velocidades) y ópticos (cuyo contacto de cierre y apertura de conmutadores internos del encoder se hace en forma óptica, prácticamente sin desgastes mecánicos, facilitando su operación a altas velocidades de giro con alta resolución – más de 200 pasos por giro [1]-). En lo que sigue, se hará referencia a la construcción de un encoder rotatorio de tipo óptico.

Fig. 1 Esquemas básicos de encoder rotatorio óptico. Al lado izquierdo, con disco perforado; al lado derecho, con disco reflector. Fuente imagen: www.sinotech.com

Se adopta la topología de encoder rotatorio mostrado al lado derecho de la Fig.1, donde el desplazamiento Δθ es indicado al microcontrolador a través de un emisor-receptor de luz infrarrojo, el cual entrega como salida un 1 lógico (+5Vdc) cuando hay reflexión de la luz en el disco, y un 0 lógico (0 Vdc) cuando no la hay. Estos valores de tensión se obtienen a partir de un circuito comparador alimentado con +5Vdc, ideal para los pines de entrada del Arduino Uno. De hecho, la implementación en hardware se hizo a través del módulo KY-033 diseñado para Arduino. A nivel de programación, se detectan los flancos de subida y bajada para efectos de sumar o restar pasos de Δθ. En la Fig. 2 se muestra el disco implementado en esta experiencia, con un total de 24 flancos subida-bajada por vuelta (en total), distribuidos en forma uniforme por la circunferencia del disco, resultando en una resolución de 15° sexagesimales.

Fig. 2 Disco empleado en el encoder rotatorio.

En caso que se deseara medir el sentido de giro, sería necesario instalar un segundo emisor y receptor de luz, desfasado en 90° eléctricos respecto del primero. Conociendo el orden en que se producen los flancos de subida y bajada en cada sensor fotoeléctrico, es posible conocer el sentido de giro. Sin embargo, en nuestro caso controlamos el sentido de avance a través de la polaridad aplicada al motor DC, por lo cual es suficiente implementar un único sensor fotoeléctrico.

II. Implementación

El hardware se desarrolló en base a la tarjeta Open Source de fácil programación Arduino Uno, aprovechando que disponemos de una unidad, y además porque posee pines para interrupciones, puerto serie vía USB, Timers, ADCs y su velocidad de reloj es adecuada para esta aplicación (16 MHz).

La lógica de operación se muestra en la Fig. 3, donde podemos apreciar dos lazos de control concatenados, uno para la velocidad y otro para el voltaje de armadura.

Fig. 3 Esquema de control de posición implementado.

A nivel global se maneja la velocidad mediante un control proporcional P cuya referencia se define desde el computador (vía puerto Serial – USB) y con lazo de control realimentado a través de las interrupciones provenientes desde el encoder óptico, las que definen la posición angular actual del disco a través del valor incremental dado por la suma reiterada (o resta, según sea el sentido giro – polaridad aplicada al motor DC -) de la resolución del encoder. En nuestro caso, de acuerdo a la Fig. 2, se tiene una resolución Δθ = 15°, puesto que las interrupciones (o incrementos) actúan tanto en flancos de subida como de bajada del sensor óptico. Así se obtiene la posición actual y, restándola a la referencia, obtenemos el error de posición, valor que ocupamos como entrada al control proporcional.

Fig. 4 Control proporcional para lazo de control de velocidad.

Es suficiente ocupar un control proporcional para la posición puesto que en un motor DC de imanes permanentes, la velocidad angular de giro es aproximadamente proporcional a la tensión de armadura aplicada, considerando una inercia constante en el sistema rotatorio. Como en nuestro caso experimentalmente hemos comprobado que prácticamente no hay un efecto visible de inercia mecánica una vez el dispositivo alcanza el valor referencia de ángulo (no hay sobrepasos) para velocidades bajas; a lo que sumamos que la resolución del encoder es de 15°, no es necesario el uso de control integral puesto que el error en estado estacionario será imperceptible por nuestro lazo de realimentación. Sin embargo, es muy delicado el ajuste del control proporcional, puesto que ante una ganancia excesiva se tiene dificultades desde el punto de vista mecánico y de errores de medición en el encoder óptico. Luego de diversas pruebas para diferentes tipos de control y condiciones de saturación, se concluye que la función de control mostrada en la Fig. 4 satisface todos los requerimientos de nuestro sistema: se adapta a la capacidad de conteo del encoder óptico, actúa en forma adecuada en el motor DC sin que se trabe en mecanismo reductor de revoluciones (si este se ubica físicamente en forma conveniente) y además permite la conexión de esta tensión al ADC del Arduino, previo filtro pasa bajos.

Para el control proporcional integral PI de voltaje se han utilizado los valores Kp = 10, Kv = 10 y tiempo de integración de Ts = 1 [ms], con resultados satisfactorios puesto que la dinámica con que nuestro convertidor llega al valor de referencia es mucho más rápida que las definidas por la mecánica del sistema (que determinan el control de velocidad – posición). Si se desea profundizar en el funcionamiento del control de voltaje DC a través de lazo PI (proporcional – integral), se sugiere revisar el informe del Taller 1.

Es importante mencionar que el convertidor Buck construido solamente es capaz de entregar tensiones mayores o iguales a cero e inferiores al valor de entrada DC (que, en nuestro caso, para efectos de simplificar la implementación, se ha definido igual a Vin = 5 [V]), por lo que no es suficiente para que el motor gire en ambos sentidos ni alcance velocidades de giro muy elevadas. Por lo mismo, la lógica de control considera que en caso que al PI de voltaje se le solicite una acción de control con voltaje de salida negativo (velocidad de giro en sentido contrario), para efectos de la definición del ciclo de trabajo del convertidor considera el valor absoluto de dicha referencia de tensión, y mediante un puente H se entrega la polaridad correcta a la tensión de armadura (mostrado en Fig. 5). Por otro lado, se define valores de saturación para evitar que el convertidor opere por sobre sus límites teóricos, más aún, por sobre o por debajo de sus límites prácticos [D = 0.2 a 0.8, observados experimentalmente]. Esto porque para valores del ciclo de trabajo cercano a los extremos 0 o 1, el comportamiento del convertidor es inestable, especialmente en nuestro caso por el apagado lento del optoacoplador con fototransistor Darlington utilizado (4N32), único disponible y de adquisición personal al momento de implementar el circuito. Además, en la práctica el motor es altamente no lineal, principalmente por problemas de lubricación en la caja reductora, haciendo crítica la correcta definición de estos márgenes de operación.

En la Fig. 5 se aprecia un diagrama de bloques representativo del hardware implementado, mientras que conexionado del Arduino Uno se muestra en la Fig. 6.

Fig. 5. Esquema funcional de control angular con motor DC.

Fig. 6 Diagrama de conexión de Arduino Uno para control de posición angular de motor DC.

Respecto del Arduino UNO, de acuerdo a lo mostrado en Fig. 6, se tiene las siguientes conexiones:

- - - Interfaz USB para comunicación serial hacia PC.
    - PIN 3 Salida PWM
    - PIN 7 Sentido de avance hacia adelante
    - PIN 8 Complementario PIN 7
    - PIN 2 Entrada Pulsos Encoder Óptico (Interrupción)
    - PIN A3 Entrada ADC sensor Vout
    - PIN 13 Salida LED indicador posición alcanzada

Para efectos de la generación de señal PWM, se ha establecido como N = 32 el valor de división (prescaler) de la frecuencia de reloj para el Timer que se usa en nuestro generador PMW, y se ha definido como valor máximo del contenedor de fase Tocr = 100 (equivalente a un ciclo de trabajo D=1, es decir, del 100%), quedando el ciclo de trabajo expresado con resolución de 1%. Considerando que la frecuencia de reloj del Arduino Uno es de Fclk = 16[MHz] y que el Timer avanza 1 unidad por ciclo, se tiene una frecuencia de conmutación PWM de f_PWM = 5 [kHz], lo que es adecuado para nuestro hardware. Recordemos que, por el largo tiempo de apagado del Optoacoplador, no es posible ocupar frecuencias superiores a 5 [kHz], tal como se indica en informe del Taller 1. Se dispone una resistencia (ampolleta 12[VDC]/5W) en forma paralela a la carga DC del motor, para así incrementar la corriente de carga y asegurar que el sistema operará en modo de conducción continua de corriente.

La topología implementada para el convertidor reductor de tensión es la mostrada en la Fig. 5. Utiliza el N-MOSFET IRFP450 de International Rectifier, y como GATE Driver un Totem-pole basado en transistores bipolares complementarios 203904 (NPN) y 2N3906 (PNP), excitados a través del Optoacoplador 4N32 open-collector. Es idéntica a la utilizada en el Taller 1, pero con algunas modificaciones que se indican a continuación:

- - Voltaje de alimentación etapa de potencia Vin = 5[VDC]
  - Diodo Zener es D1 = 1N4732A (4.7 [V])
  - Lazo de realimentación está formado sólo por filtro pasa-bajos capacitivo de 1uF, muy cerca de PIN del ADC.

Fig. 7 Convertidor Buck y adaptador de voltaje implementado, el que se ha ajustado para tensiones de 0~5[V].

El circuito capaz de generar los pulsos para llevar a cabo las interrupciones que definen los incrementos (o reducción, según sea el sentido de giro), se muestra en la Fig. 8, donde la tensión presente en el divisor de tensión formado por el fotodiodo D1 y R2 depende de la luz que recibe D1, proveniente de las zonas blancas del disco rotatorio mostrado del encoder (mostrado en Fig. 2). El voltaje umbral (por ende, la sensibilidad) es ajustado a través del potenciómetro R3. En la práctica, este circuito se implementó a través del módulo KY-033 para Arduino.

Fig. 8 Circuito sensor de línea oscura. En la práctica, se ha implementado a través del módulo KY-033 para Arduino. R3 ajusta el umbral de activación (sensibilidad).

Por otro lado, se implementó un circuito inversor de polaridad del motor DC para permitir el giro de este en ambos sentidos. En primer lugar, se utilizó un puente H en base a transistores bipolares (BJT) complementarios, comandados desde los pines de sentido de giro complementarios entre sí (pines 7 y 8 del Arduino). El circuito fue el mostrado en la Fig. 7. Se utilizaron los transistores complementarios FJP3305 (NPN) y 2SA940 (PNP), con encapsulado TO-220, disponibles en laboratorio. También hubiese sido adecuado el uso de los transistores TIP41C y TIP42C, más económicos que los anteriores. Luego de varias pruebas, se observó que el comportamiento del puente inversor (o intercambiador de polaridad, para que no se confunda con el concepto de inversor que habitualmente se ocupa en electrónica de potencia) es adecuado, pero la caída de tensión en el puente fue del orden de 1.5 ~ 2 [V], afectando el desempeño del control de velocidad puesto que alimentamos el convertidor con sólo 5 [V]. En todo caso, el control funcionó, pero se trababa con facilidad por las no-linealidades del sistema mecánico al contar con una menor tensión de armadura. También se observó que, al no haber sobrepasos, el dispositivo no requiere conmutaciones de alta velocidad en el cambio de polaridad de la tensión aplicada al motor, por lo cual un mecanismo basado en relés mecánicos se consideró una solución adecuada. Esta opción es la mostrada en la Fig. 9.

Fig. 9 Puente H para intercambiar polaridad en motor DC en base a transistores bipolares.

Fig. 10 Puente H para intercambiar polaridad en motor DC en base a relés electromecánicos. En la práctica, se utilizó el módulo 2CH Relay Module de Arduino.

El puente H en base a relés electromecánicos, si bien opera a velocidades mucho más bajas que uno de estado sólido, tiene la ventaja que la caída de tensión entre contactos cerrados es prácticamente cero, y tolera altos niveles de corriente y tensión (aunque en nuestro caso, ambas variables son bajas). Si sumamos aquello a que disponemos del módulo de 2 relés para Arduino, lo que nos permite ahorrar gran cantidad de cables sobre nuestro protoboard, optamos por utilizar esta opción. Así se reduce la probabilidad de fallas durante la presentación de este setup, debidas muchas veces a cables sueltos o errores de conexión involuntarios en el protoboard. En la Fig. 10 se muestra el circuito basado en relés electromecánicos, implementado en la práctica con un módulo accesorio Arduino.

El software de control se puede resumir en el diagrama de flujo mostrado en la Fig. 11.

Fig. 11 Funcionamiento simplificado del software implementado en Arduino Uno.

En la Fig. 12 tenemos el setup de esta experiencia. Se utilizó una fuente lineal de laboratorio, dual, con salidas configuradas a 5 [V] (alimentación del circuito de potencia) y 10 [V] (polarización del circuito de disparo del MOSFET, flotante respecto de la anterior).

Fig. 12. Setup implementado, completamente funcional.

Se ha probado el setup satisfactoriamente con ángulos de referencia positivos y negativos, con valores de varias vueltas completas del encoder (por ejemplo 3600°, equivalentes a 10 vueltas completas), o a fracciones de esta (por ejemplo 15°, ó -30°), o a combinación de ambas (por ejemplo, 375° o -105°) con resultados totalmente satisfactorios.

La solución aquí presentada demuestra ser efectiva para un amplio rango de ángulos objetivo, ya sean positivos o negativos. Pruebas realizadas mostraron resultados satisfactorios para ángulos entre -10000° y +10000°, con una adecuada precisión.

Mejorando la robustez mecánica del encoder óptico, incrementando la capacidad de potencia del convertidor Buck y adaptando los lazos de control (en software y hardware), esta implementación es perfectamente extrapolable para aplicaciones industriales, resguardando cumplir las exigencias constructivas para este tipo de equipos.

26 mayo, 201918 mayo, 2020

Control & VFO circuit based on PIC microcontroller and DDS for QRP Iler 40 (In English).

This is my first post in English, so please excuse me if I have mistakes in redaction. The idea is to continue improving with each publication.

My goal is to develop a VFO based on DDS and PIC microntroller for the famous QRP kit Iler 40 (by Spanish amateur radio EA3GCY). Originally, this kit uses VFO with a variable capacitor (polyvaricon) to control frequency, with a range about 30kHz to 50kHz (portion of 40 meter band). EA3CGY offers a very effective DDS kit that lets use the entire band, but I decided to built my own version with more functions that are not considered on this kit. This is my homebrew Iler 40 QRP. In this post, I´ll show you schematics, give .hex program to load in microcontroller and advices to complete the transceiver.

Fig. 1 My version of Iler 40 QRP, with Control & VFO circuit based in DDS and PIC microcontroller.

My version include:

- Rotary encoder knob to control frequency, in steps of 0.1kHz, 1kHz and 5kHz, selected by push button.
- Up and Down push button to move frequency with accuracy.
- SSB receiver clarifier. It permit to move frecuency in receiver RX mode, without affect transmission TX frequency (RX offset). With this function we can to receive stations with TX frequency shift.
- 3 easy access and save/erase frequencies memories (M1, M2 and M3), loaded to internal flash memory in the microcontroller.
- Digital thermometer, directly in contact with power stage heat sink. In future, I´ll build a litle circuit to control a fan to dissipate heat, special to use in a large QSOs.
- ATT (RX attenuation for receive local stations) and AMP (PTT to switch RX/TX external linear amplifier), both controlled by push buttons.
- RSSI RX display with barrs and S-scale direct lecture.
- DC supply voltmeter, with indicator Low, Good or High.

I implemented the idea showed in Fig. 2. I have my Iler 40 kit without VFO coil L6 (to eliminate oscillator stage), and a DDS module generates VFO RF signal. For more information about DDS fundamentals, you can view my post about it (only in Spanish, at yet).

This DDS VFO requires a frequency offset of 4913,52 kHz (defined by pass frequency of SSB filter in Iler 40 PCB). When I turn on my QRP, I can adjust this offset if it would be neccessary (I have to push one button to access offset configuration… but now I don´t remember wich button, jejejeje… it could be ATT button… as soon as possible I will complement this information, or you can try with all of them).

If you want to build this version QRP Iler 40, you would read this document about connection between Iler 40 and external DDS VFO.

Fig. 2 General idea of this setup. We can see the connections between boards in my Iler 40 version. Click to view in details.

Fig. 3 shows schematic of control unit, and Fig. 4 let to know pinout used un this setup. In Fig. 5 you can see how to connect rotary encoder and push buttons.

Fig. 3 Control unit schematic, based on PIC16F877A and DDS module with AD9850. Click to view in details.

Fig. 4 Connections between Iler 40 and my homebrew control unit. Click to view in details.

Fig. 5 Push buttons and rotary encoder connections. Click to view in details.

It´s neccesary to avoid long wires with digital signals close to Iler 40 board, because RX stages are sensitive to EMI. Special care with LCD wires. Usefull idea would be to put both PCBs (Iler 40 and control unit + LCD) in different metallic boxes (Faraday´s boxes), with RF wires with ground shield (coax) and digital ones as short as possible, and far to analog wires.

To program PIC16F877A, download this .HEX file and upload to PIC microcontroller with your favorite programmer (I´m using PiCkit 3). While you are programming this target, jumper J6 must to stay open. After load software, close it.

Download .HEX file to load in PIC16F877A

In this video, I made a RX test, usign a End Fed Half Wave antenna put at 2 meter above the floor. When I put my phone (camera) close this transceiver, EMI produce noise.

Because my antenna is no ideal (SWR too high) in this video, I don´t used TX mode (PTT stayed open), but with dummy load and my NISSEI RS-50, I metered output power about 4W P.E.P., when supply voltage is about 12.5 [V].

I really love this QRP kit (to buy one, visit www.qrphamradiokits.com), and with my control unit & VFO is perfect for me!!.

I´m glad to receive your comments.

Best regards (73´s),

Emerson

CD3EMT

11 mayo, 201911 octubre, 2019

Convertidor buck (reductor de tensión) con DSP TMS320F28335 (trabajo en contexto académico).

(Academic work – buck converter with DSP F28335 Texas Instruments)

En el contexto de un magíster en ciencias que estoy cursando actualmente, junto a mi compañero de clase Waldo M. tuvimos de desarrollar el trabajo que muestro a continuación. Es la primera actividad de un curso que contempla una serie de experiencias de laboratorio en el ámbito de la electrónica de potencia.

Introducción

Se conoce por Convertidor Buck (o convertidor reductor, o step-down) no aislado al circuito cuya topología es la mostrada en la figura 1, donde el conmutador representa un dispositivo semiconductor de alta velocidad como MOSFET o IGBT, operando en modo apagado (o abierto, es decir, en alta impedancia) y encendido (o cerrado, saturado, es decir, a resistencia mínima) según una señal de encendido proporcionada por un dispositivo controlado digitalmente (como un microcontrolador, DSP o computadora) o analógico (por ejemplo, el circuito integrado TL494, ampliamente utilizado en fuentes de poder conmutadas de bajo costo).

Figura 1. Topología básica del convertidor buck (o step down, reductor de tensión) no aislado.

En síntesis, el convertidor buck opera a través de ciclos repetitivos de carga y descarga del inductor L₁ y capacitor C₁, mostrados en la figura 1. En régimen permanente, cuando el conmutador (switch) está cerrado, la tensión de entrada Vin produce un incremento en la magnitud de la corriente circulante por L₁, la que continúa circulando cuando el conmutador se abre gracias al diodo D₁. El capacitor C₁ reduce el rizado generado por la conmutación en la inyección de corriente al inductor. En la figura 2 se aprecia el funcionamiento básico recién descrito y formas de corrientes y voltajes en componentes del circuito.

Figura 2. Operación básica del convertidor buck y formas de corrientes y voltajes en componentes del sistema, considerando modo continuo de operación.

Dependiendo de la corriente circulante por la carga, voltaje de salida, frecuencia de conmutación e inductancia de la bobina L₁, podemos diferenciar la operación de convertidor Buck como modo continuo (cuando la corriente por L₁ > 0 para todo t) y modo discontinuo (si en parte del ciclo de trabajo la corriente por el inductor se hace nula). Las ecuaciones que relacionan voltaje de salida y ciclo de trabajo son muy diferentes, y se muestran a continuación:

Ecuación 1. Relación de voltajes para operación en modo continuo.

Ecuación 2. Relación de voltajes para operación en modo discontinuo.

Donde:

es el ciclo de trabajo del conmutador PWM, f_PWM es la frecuencia de conmutación [Hz]. La ecuación (2), que define la tensión de salida para modo discontinuo, es válida cuando la corriente de carga es menor al valor definido por:

Ecuación 3. Corriente de carga límite entre modo continuo y discontinuo.

El convertidor buck operará en modo continuo si la corriente de salida es superior al valor límite dado por la ecuación (3), relación que se cumplirá en todos nuestros análisis posteriores. Basta con verificar (por ley de Ohm) corriente de carga según R_CARGA y tensión de salida V_OUT.

Diseño

Se decide utilizar la frecuencia PWM f_PWM= 5 [kHz], definida en base a experiencia práctica en el uso del optoacoplador 4N32 (única unidad disponible al momento de realizar la experiencia). Esta es la máxima frecuencia a la cual se han obtenido resultados experimentales satisfactorios, pues el tiempo de apagado del transistor Darlington de salida de este dispositivo se hace significativo para frecuencias superiores.

Se dispone del núcleo toroidal de ferrita B64290L22X830, hecho de material N30, con A_L = 5000±25% [nH], adecuado para operar hasta una frecuencia de conmutación de 400 [kHz] (a frecuencias superiores, el núcleo toroidal se calienta y con ello disipa potencia, arriesgando la modificación de sus características ferromagnéticas en forma permanente). Además, se cuenta con un condensador electrolítico de 100[uF]/100VDC (notar la elevada tensión de ruptura de dieléctrico, pensado en soportar eventuales transitorios e incrementar vida útil, en desmedro de mayor costo y volumen). Un valor muy elevado del inductor reducirá el rizado en la onda de corriente, pero a la vez incrementará las inercias del sistema, haciendo más lenta la respuesta ante cambios en la referencia y transitorios más pronunciados y duraderos. Por otro lado, un valor muy reducido incrementará el rizado y, en caso extremo, puede elevar la corriente en el dispositivo de conmutación en forma excesiva durante t_ON cuando la tensión en la carga es pequeña (por ejemplo, cuando el capacitor está descargado al inicio de operación del dispositivo). Es importante tener presente que mayores valores de inductancia se traducen en mayor volumen de esta y costo, por lo que conviene incrementar la frecuencia de conmutación y así reducir las constantes de tiempo asociadas a L y C. Sin embargo, al incrementar la frecuencia también aumentan las pérdidas de potencia en el núcleo del inductor, pérdidas por efecto pelicular en conductores y en capacitancias internas de semiconductores. Considerando como criterio de diseño un rizado r máximo del 2% de la corriente promedio en inductor para una frecuencia de conmutación f_PWM = 5 [kHz], tenemos que:

y como A_L = L/N^2, con N = número de espiras en inductor, tenemos que se requiere N » 77 espiras. En laboratorio se dispone de inductor construido con este núcleo toroidal, con una inductancia de 36 [mH] (medidos a 1 [kHz]). Por otro lado, cálculos preliminares estiman que, para este toroide y número de espiras, la corriente de saturación del inductor será del orden de 5 [A], por lo cual si se supera dicho valor se reduce el valor de L, alterando los parámetros de diseño del convertidor. Se procurará no superar dicha corriente máxima.

En la fórmula recién señalada se ha despreciado la caída de tensión en diodo y MOSFET, así como el valor normalizado del rizado en la tensión del condensador respecto de su valor promedio. Esto es razonable, dado que la reactancia capacitiva de nuestro condensador de 100 [uF]/100VDC para la frecuencia fundamental es mucho menor que la reactancia inductiva del inductor:

Para las frecuencias armónicas, esta desigualdad continúa creciendo. Se hace conveniente el uso de condensadores adecuados para rizado (por ejemplo, de mica) de alta frecuencia en paralelo al condensador electrolítico de alta capacidad, ubicados convenientemente en circuito impreso para incrementar vida últil del capacitor electrolítico (siendo este el que más suele deteriorarse a medida que avanza el tiempo).

El diodo seleccionado para esta fuente es el MUR840, especial para conmutaciones de alta velocidad. Es capaz de soportar corriente promedio de 8 [A], más que suficiente para nuestro propósito.

Simulación

Se desarrolla en el software Matlab Simulink, de acuerdo a los diagramas mostrados a continuación para el convertidor (figura 3) y generador PWM (figura 4).

Figura 3. Esquema simulado en MATLAB Simulink del convertidor Buck. Los parámetros son L1= 36 [uH] C1= 100 [uF], RCARGA = 10 [Ohmios] y fpwm= 5 [kHz].

Figura 4. Esquema de circuito de disparo, simulado en MATLAB Simulink.

Ensayando diferentes parámetros de ganancia para el controlador PI se observa que un incremento en la constante de control proporcional Kp reduce el tiempo que tarda la salida en aproximarse al valor de referencia, pero no elimina el error de estado estacionario (diferencia entre voltaje de referencia y salida del convertidor cuando t tiende a infinito) y puede generar sobrepasos importantes (sobretensiones, lo que puede generar daños en la carga). Por otro lado, incrementos en la constante de integración Ki permite reducir a cero el error de estado estacionario, pero puede empeorar la respuesta transitoria del convertidor (se hace más lenta). Para ver comparativa ante diferentes valores de Kp y Ki, ver figura 5. También es importante mencionar que ganancias excesivas en el lazo de control puede conllevar problemas operativos a la unidad, dada la amplificación de errores de medición y la alta exigencia a los actuadores (saturación del parámetro de control D, lo que es especialmente relevante por el comportamiento inestable del convertidor cuando D se aproxima a sus límites teóricos, siendo recomendable su operación con valores entre 0.2 y 0.8).

Figura 5. Respuesta del convertidor controlado ante variación en la tensión de referencia. Vref = 6 [V] para t<1 [s], y Vref = 10 [V] para t≥1 [s].

Figura 6. Respuesta del convertidor controlado por PI con Kp = Ki = 10. Vref = 6 [V].

En la figura 6 se muestra la respuesta del sistema, considerando un control PI con Ki = Kp = 10. Se ha variado en forma importante la resistencia de carga (como podría ser el torque mecánico aplicado al eje del motor DC), en (a) con un aumento de la corriente de carga (rotor haciendo más esfuerzo mecánico), mientras que en (b) con una reducción de este. Notar que teóricamente el lazo logra controlar la tensión de salida. Este ejercicio está pesado sólo a modo de ejemplo, pues el efecto se hace mas visible en estas magnitudes para la carga. Sin embargo, para evitar exigencias sobre las componentes semiconductoras y el toroide, las corrientes en régimen permanente de carga se trabajarán por debajo de los 3 [A].

Implementación

Para la generación del PWM e implementación del controlador PI para el voltaje de salida se utiliza la tarjeta de desarrollo TMDSDOCK28335, basada en DSP de Texas Instrument TMS320F28335. Su configuración se realiza a través de interfaz USB – JTAG, utilizando Matlab Simulink y el software especializado TI Code Composer Studio.

El circuito implementado es el mostrado en la figura 7.

Figura 7. Esquemático del circuito implementado.

La implementación requirió el uso de 2 fuentes de poder DC flotantes entre sí. La primera para alimentar la etapa de potencia (esquema mostrado en la figura 1) y lazo de realimentación; y la segunda exclusivamente para el circuito de disparo del MOSFET IRFP450. La aislación galvánica entre el circuito de disparo es necesaria pues la fuente (Source) del MOSFET se encuentra a un voltaje variable, distinto de la referencia GND, y el voltaje de encendido del MOSFET debe ser aplicado entre compuerta y fuente del MOSFET. La tensión de esta fuente está dada por la requerida por el MOSFET entre compuerta GATE y fuente SOURCE para operar en modo saturado, en nuestro caso de 10 [V] típico. Esta no debe superar los 20 [V], para así no dañar la aislación existente entre compuerta y fuente del MOSFET (muy sensible a sobretensiones). A través de simulación, se ha comprobado que ningún componente está operando por encima de sus valores máximos, por lo que no se esperaba (ni hubo) dispositivos dañados.

En el lazo de realimentación se ha considerado una resistencia variable R5 (potenciómetro) para el ajuste del divisor de tensión (formado por R1 y R5) que permite adecuar los niveles de tensión a los que soporta la entrada ADC del DSP (0 a 3.3 V), el que se hace proporcional al voltaje de salida del convertidor. El amplificador operacional LM358N puede operar desde los 3 VDC con alimentación simple (referida a GND, no diferencial), y en nuestro caso tiene la función de mostrar una alta impedancia hacia el divisor de tensión (y así no modificar la tensión observada entre R1 y R5, mejorando la estabilidad de las mediciones), y una baja impedancia hacia la salida, donde se conecta el ADC. Además, al alimentarse con +3.3 VDC, permite limitar el rango de tensión que llega al ADC, proporcionando protección a este input del DSP. Los capacitores C4 y C5 están para eliminar componentes de ruido en alta frecuencia presentes en el lazo de realimentación, mientras que el diodo zener D2 tiene la misión de proteger la entrada del ADC ante sobretensiones y estática.

Fue necesario reducir el valor de R4 a 330 [Ohmios], puesto que el apagado del transistor Darlington de salida del optoacopador era muy lento con resistencias más elevadas. La corriente circulante se incrementa por el circuito de disparo (del orden de 50 [mA]), pero funciona en forma estable y sin calentarse.

Luego de jugar con los valores de Kp y Ki, y ajustar la lectura del ADC de realimentación a través del potenciómetro R5, se obtuvo como resultado un convertidor buck muy estable, con precisión del orden de 0.1 [V] . Variando los valores de carga verificamos que el controlador PI anda bastante bien, y que para cargas más grandes (en nuestro caso, superiores a 1 [A]) el rizado hacía que el inductor emitieria ruido audible de 5 [kHz], nuestra frecuencia de conmutación. El rango de operación satisfactoria del convertidor que obtuvimos es de aproximadamente 3 a 10 [VDC], con 12 [VDC] como entrada.

Para más información respecto de este proyecto, puedes solicitarla a través del formulario de contacto o por correo. Saludos y buen fin de semana.

Emerson Sebastián.

8 enero, 201931 julio, 2019

Amplificador de RF para radiodifusión sonora FM (88-108MHz).

(Homebrew RF Power Amplifier for Broadcast FM band)

Revisando entre mis cachureos (los que se han salvado de ir al reciclaje electrónico), encontré un PCB que construí hace por lo menos unos 10 años. Es un amplificador de radiofrecuencia para la banda de radiodifusión en frecuencia modulada FM (88 – 108MHz), no lineal, pero admite un amplio rango de potencias de entrada pues el transistor está polarizado para clase B. Lo hice así porque el amplificador driver (que hice con unos cuantos 2N3904 y un 2N4427) tenía un lazo de control de modo que cuando subía la potencia reflejada (es decir, un aumento en la relación de onda estacionaria R.O.E. / o SWR por sus siglas en inglés), se reducía la potencia de salida del driver (excitación de la etapa amplificadora de salida) para así proteger la integridad del transistor amplificador de potencia.

En la Fig. 1 tenemos el circuito.

Fig. 1 Circuito amplificador de potencia RF para banda FM (88 – 108MHz) basado en 2SC1972 de Mitsubishi.

El diseño se basa en el viejo transistor 2SC1972 de Mitsubishi, muy utilizado en transmisores de radios comunitarias y equipos móviles VHF. Este transistor tiene encapsulado TO-220 con emisor a tierra, lo que facilita su montaje en disipadores térmicos de aluminio sin la necesidad de mica aislante. En ese momento no disponía de capacitores de mica, así que utilicé cerámicos (tipo «lenteja») de 10pF NPO. Puse varios en paralelo hasta obtener el valor que necesitaba. También los hay en formato superficial (SMD), que es lo ideal para este tipo de aplicaciones.

Fig. 2 Fotografía del amplificador VHF basado en el transistor BJT NPN de Mitsubishi 2SC1972, construido hace más de 10 años. Este prototipo entregaba hasta unos 8W en toda la banda de radiodifusión sonora en frecuencia modulada (88MHz ~ 108MHz), para 1W de excitación. El transistor está montado sobre un disipador térmico de buenas proporciones.

Notar que el montaje es en una tarjeta de doble cara, donde la cara posterior es un plano de tierra (GND). Las pistas son gruesas, con el objetivo de compensar el efecto inductivo de estas con la capacitancia a tierra.

Muy importante es decir que en aquella época no disponía de instrumentos como analizador de antenas (para medir impedancias en RF) ni analizador de espectro (diagrama de Bode – respuesta en frecuencia – del filtro pasa bajos de salida). Lo hice sólo con herramientas básicas y una carga fantasma no inductiva (que construí con unas cuantas resistencias de carbón en paralelo, para reducir inductancias parásitas) a la que puse un detector de envolvente que me permitía medir – en forma muy poco precisa – potencia de salida. Por ello, el circuito es muy perfectible.

Sin embargo, sirvió para aumentar la cobertura de un transmisor experimental que probé en aquel tiempo. Si quieres más info, no dudes en escribir.

Saludos

Emerson Sebastián